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WO2016002053A1 - 電力変換装置及びこの電力変換装置を備えた空気調和装置 - Google Patents

電力変換装置及びこの電力変換装置を備えた空気調和装置 Download PDF

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WO2016002053A1
WO2016002053A1 PCT/JP2014/067831 JP2014067831W WO2016002053A1 WO 2016002053 A1 WO2016002053 A1 WO 2016002053A1 JP 2014067831 W JP2014067831 W JP 2014067831W WO 2016002053 A1 WO2016002053 A1 WO 2016002053A1
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boost
circuit
motor
switching unit
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恵和 塚野
岩田　明彦
真作 楠部
健太 湯淺
晃弘 津村
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that converts power supplied from a commercial power source to a motor of a compressor, and an air conditioner including the power conversion device.
  • the inverter circuit if the inverter circuit is operated in a high-speed rotation range that exceeds the rotation speed (for example, during overload operation), the inverter circuit cannot output a voltage that is substantially higher than the commercial power supply.
  • the current increases, and the efficiency of the power conversion device decreases due to a decrease in motor efficiency and an increase in inverter circuit loss.
  • the operating range may be narrowed due to restrictions on the demagnetization resistance of the magnet used in the motor of the compressor and the allowable current and allowable temperature of the semiconductor used in the inverter circuit.
  • a power conversion device including a booster circuit that expands the output voltage range of the inverter circuit has been proposed in order to drive the motor with high efficiency and expand the operating range (for example, patents).
  • Reference 1 a booster circuit including a reactor, a backflow prevention diode, and a switching element is provided between the rectifier circuit and the inverter circuit, and is rectified by the rectifier circuit.
  • the booster circuit boosts the DC voltage.
  • energy is accumulated in the reactor during the ON period of the switching element, and energy accumulated during the OFF period is released to boost the DC voltage.
  • the DC voltage from the booster circuit is controlled by the time (ON duty) when the switching element is turned ON. By controlling the on-duty of the switching element of the booster circuit, the voltage applied to the motor increases, and the efficiency can be improved and the motor operating range can be expanded by suppressing the motor current.
  • JP 2012-196142 A (Page 6 and FIGS. 1 and 2)
  • the DC voltage is boosted using the booster circuit described in Patent Document 1, or the boosting rate is set high (for example, 1.5 times or more) )
  • a large amount of energy is required for the reactor, such as when boosting the pressure.
  • problems such as an increase in size and an increase in cost due to the heat generated by the reactor.
  • the semiconductor loss of the booster circuit increases, there is a problem that the cost increases due to the increase in the size of the power module and the performance enhancement of the cooling parts.
  • the booster circuit in order to improve year-round energy consumption efficiency (APF) throughout the year, the booster circuit is operated so as to operate only in a necessary region and stopped in an unnecessary region. In order to suppress the generation of the higher harmonic current, it is necessary to secure the reactor L value to some extent, and there is a problem that the reactor is enlarged.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and a first object is to suppress the generation of harmonic current even when a booster circuit is applied to drive a large capacity class compressor.
  • a power conversion device capable of reducing the size and cost of the reactor and an air conditioner including the power conversion device.
  • the second object is to obtain a power conversion device capable of realizing a reduction in size and cost of a power module and an air conditioner equipped with the power conversion device.
  • a power converter includes a rectifier circuit that rectifies an AC voltage from an AC power supply, a booster circuit that boosts an input voltage rectified by the rectifier circuit, a smoothing capacitor that smoothes the output of the booster circuit, and a PWM signal.
  • An inverter control unit that generates a voltage, a DC voltage smoothed by a smoothing capacitor based on an input of a PWM signal, an AC voltage that is converted into an AC voltage, and the AC voltage supplied to the motor, and a boost level of the input voltage is selected
  • the boosting mode switching unit that has at least three boosting modes and switches the boosting mode according to the operating state of the motor determined to control the refrigeration cycle, and controls the boosting circuit based on the switching of the boosting mode switching unit And a step-up control unit.
  • boosting of the booster circuit is selected from at least three boosting modes according to the operating state of the motor.
  • size reduction and cost reduction of the reactor which comprises a booster circuit, a some switching element, etc. are realizable.
  • the step-up ratio can be increased, and the operation range of the motor can be further expanded.
  • the schematic block diagram of the power converter device which concerns on embodiment of this invention.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a diagram illustrating combinations of switching modes set for each boost mode
  • FIG. 3 is a first diagram of a multilevel chopper circuit of FIG. It is a figure which shows the switching mode which drives a 2nd switching element.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a diagram illustrating combinations of switching modes set for each boost mode
  • FIG. 3 is a first diagram of a multilevel chopper circuit of FIG. It is a figure which shows the switching mode which drives a 2nd switching element.
  • a power converter 20 includes a three-phase rectifier 2 connected to a commercial power source 1, a multi-level chopper circuit 3 (hereinafter referred to as “MLC circuit 3”) that is a booster circuit, and an output of the MLC circuit 3.
  • MLC circuit 3 multi-level chopper circuit 3
  • a smoothing capacitor 4 connected, an inverter circuit 5 connected between both electrodes of the smoothing capacitor 4, a control circuit 7, an MLC driving circuit 8, and an inverter circuit 5 are provided.
  • a motor 6 of a compressor of the air conditioner is connected to the output side of the inverter circuit 5.
  • the compressor includes a compression mechanism that compresses the refrigerant on the refrigerant circuit by the rotation of the motor 6.
  • the three-phase rectifier 2 is a three-phase full-wave rectifier configured by rectifying an AC voltage (for example, AC 200 V or AC 400 V) of the commercial power supply 1 by connecting six rectifier diodes in a bridge connection.
  • the MLC circuit 3 includes a reactor L, a first switching element Tr1 and a second switching element Tr2, which are connected in series between outputs of the three-phase rectifier 2, a connection point between the reactor L and the first switching element Tr1, a smoothing capacitor 4, A first diode D1 and a second diode D2 (backflow prevention diode) connected in series and a capacitor C connected in parallel to the second diode D2 and the first switching element Tr1.
  • the MLC circuit 3 boosts the DC voltage rectified by the three-phase rectifier 2 based on the switching signal from the MLC drive circuit 8.
  • the first and second switching elements Tr1 and Tr2 and the first and second diodes D1 and D2 are, for example, silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), It is composed of a wide band gap semiconductor such as a diamond element.
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride
  • the loss can be reduced as compared with the case where a conventionally used Si-based switching element is used. Can be achieved.
  • semiconductor elements such as MOSFETs and IGBTs may be used instead of the transistors for the first and second switching elements Tr1 and Tr2.
  • elements such as fast recovery diodes may be used for the first and second diodes D1 and D2.
  • the inverter circuit 5 includes a three-phase bridge-connected switching element (for example, IGBT) and a diode that is connected in antiparallel to each switching element and recirculates the motor current.
  • the inverter circuit 5 converts a DC voltage smoothed by the smoothing capacitor 4 (hereinafter referred to as “bus voltage Vdc1”) into three-phase AC power based on a PWM signal from the inverter drive circuit 9, and
  • the motor 6 for example, DC brushless motor
  • a wide band gap semiconductor such as a silicon carbide (SiC) element may be used for the switching element of the inverter circuit 5 in the same manner as the first and second switching elements Tr1 and Tr2 described above. Good.
  • an input current detection unit 10 that detects an input current Idc1 input to the reactor L is provided, and a motor current detection unit 11 that detects motor currents Iu and Iw from the inverter circuit 5 is provided. Yes.
  • a bus voltage detector 12 is provided for detecting a bus voltage Vdc1 generated between the two electrodes by charging the smoothing capacitor 4.
  • the control circuit 7 includes an input current AD converter 7a that converts the input current Idc1 detected by the input current detector 10 into a digital quantity, and a bus voltage AD converter that converts the bus voltage Vdc1 from the differential amplifier 12 into a digital quantity. 7b, motor current AD conversion unit 7c for converting motor currents Iu and Iw detected by the motor current detection unit 11 into digital quantities, a boost mode switching unit 7d, an MLC control unit 7e, an inverter control unit 7f, and a modulation degree calculation unit 7g Etc.
  • the boost mode switching unit 7d selects a boost mode for changing the boost level of the input voltage Vdc in accordance with the operating state of the motor 6 of the compressor.
  • a boost mode for example, the boosting mode 0 in which the input voltage Vdc is not boosted, the boosting mode 1 in which the input voltage Vdc is slightly boosted (for example, about 20 V) to make the bus voltage Vdc1, and the input voltage Vdc is doubled.
  • the voltage is divided into a boost mode 2 in which the voltage is boosted to the bus voltage Vdc1 and a boost mode 3 in which the voltage is boosted to a voltage exceeding twice the input voltage Vdc and the bus voltage is Vdc1.
  • both the first and second switching elements Tr1 and Tr2 are in the OFF state, and the compressor motor 6 is controlled only by the inverter control unit 7f.
  • the rotation speed of the motor 6 is determined in order to control the refrigeration cycle so that the room temperature becomes a target temperature, for example.
  • the boost mode is switched using the following parameters indicating the load state of the compressor.
  • the switching of the boost mode will be described in detail when the operations of the MLC control unit 7e and the MLC circuit 3 of the power conversion device 20 are described. 1. Number of rotations of motor 6 Input current Idc1 3. Modulation degree Bus voltage Vdc1 5. Motor current Iu, Iw (output current of inverter circuit 5) 6). Refrigerant pressure
  • the MLC control unit 7e calculates the duty ratio of the ON / OFF times of the first and second switching elements Tr1 and Tr2 based on the boost mode selected by the boost mode switching unit 7d and inputs the duty ratio to the MLC drive circuit 8. .
  • the MLC control unit 7e has data in which Mode numbers for driving the first and second switching elements Tr1 and Tr2 are set for each boost mode.
  • the MLC control unit 7e has data in which driving of the first and second switching elements Tr1 and Tr2 is set for each switching mode.
  • the first switching element Tr1 is turned off, the second switching element Tr2 is turned on, Mode1 is turned on, the first switching element Tr1 is turned on, the second switching element Tr2 is turned off, and the first switching element Tr1 is turned off. It is divided into Mode 3 for turning off the second switching element Tr2, and Mode 4 for turning on the first switching element Tr1 and turning on the second switching element Tr2.
  • FIG. 4 is an enlarged view of the MLC circuit shown in FIG. 1
  • FIG. 5 is a diagram showing the bus voltage level of the bus voltage for each boost mode in the MLC circuit.
  • FIG. 5 shows changes in the bus voltage Vdc1 when the boost modes 1, 2, and 3 are sequentially switched.
  • the MLC control unit 7e performs the first and second switching in the order of Mode 1 ⁇ Mode 3 ⁇ Mode 2 ⁇ Mode 3 set as the boost mode 1
  • the MLC driving circuit 8 is controlled so that the elements Tr1 and Tr2 are driven, and this control is repeated.
  • the MLC control unit 7e turns off the first switching element Tr1 and turns on the second switching element Tr2 via the MLC driving circuit 8 (Mode 1). At this time, the path of reactor L ⁇ second diode D2 ⁇ capacitor C ⁇ second switching element Tr2 is conducted, and capacitor C is charged by input voltage Vdc. Next, the MLC control unit 7e turns off both the first switching element Tr1 and the second switching element Tr2 via the MLC driving circuit 8 (Mode 3).
  • the path of the reactor L ⁇ the second diode D2 ⁇ the first diode D1 ⁇ the smoothing capacitor 4 is conducted, and the path of the capacitor C ⁇ the first diode D1 ⁇ the smoothing capacitor 4 is conducted, so that the input voltage Vdc and the capacitor C are The smoothing capacitor 4 is charged with the charging voltage.
  • the MLC control unit 7e turns on the first switching element Tr1 and turns off the second switching element Tr2 via the MLC driving circuit 8 (Mode 2).
  • the path of the reactor L ⁇ the first switching element Tr1 ⁇ the capacitor C ⁇ the first diode D1 ⁇ the smoothing capacitor 4 is conducted for the input voltage Vdc, and the capacitor C is charged by the input voltage Vdc.
  • the MLC control unit 7e turns off both the first switching element Tr1 and the second switching element Tr2 again via the MLC driving circuit 8 (Mode 3).
  • the path of the reactor L ⁇ the second diode D2 ⁇ the first diode D1 ⁇ the smoothing capacitor 4 is conducted, and the path of the capacitor C ⁇ the first diode D1 ⁇ the smoothing capacitor 4 is conducted, so that the input voltage Vdc and the capacitor C are The smoothing capacitor 4 is charged with the charging voltage.
  • the smoothing capacitor 4 is charged with a DC voltage that is about 20 V higher than the input voltage Vdc (see FIG. 5), and is input to the inverter circuit 5 as the bus voltage Vdc1.
  • constant control of the input current Idc1 is performed to suppress the generation of harmonic current.
  • the MLC control unit 7e turns off the first switching element Tr1 and turns on the second switching element Tr2 via the MLC driving circuit 8 (Mode 1). At this time, the path of reactor L ⁇ second diode D2 ⁇ capacitor C ⁇ second switching element Tr2 is conducted, and capacitor C is charged by input voltage Vdc. Next, the MLC control unit 7e turns on the first switching element Tr1 and turns off the second switching element Tr2 via the MLC driving circuit 8 (Mode 2). At this time, the path of reactor L ⁇ first switching element Tr 1 ⁇ capacitor C ⁇ first diode D 1 ⁇ smoothing capacitor 4 is conducted, and a DC voltage obtained by adding the charging voltage of capacitor C to input voltage Vdc flows to smoothing capacitor 4.
  • the smoothing capacitor 4 is charged with a DC voltage that is twice the input voltage Vdc (see FIG. 5), and is input to the inverter circuit 5 as the bus voltage Vdc1.
  • Vdc twice the input voltage
  • Vdc1 constant control of the input current Idc1 is performed in a state where the current ripple is minimized.
  • the MLC control unit 7e performs the first and second switching in the order of Mode 1 ⁇ Mode 4 ⁇ Mode 2 ⁇ Mode 4 set as the boost mode 3.
  • the MLC driving circuit 8 is controlled so that the elements Tr1 and Tr2 are driven, and this control is repeated.
  • the MLC control unit 7e turns off the first switching element Tr1 and turns on the second switching element Tr2 via the MLC driving circuit 8 (Mode 1). At this time, the path of reactor L ⁇ second diode D2 ⁇ capacitor C ⁇ second switching element Tr2 is conducted, and capacitor C is charged by input voltage Vdc. Next, the MLC control unit 7e turns on both the first switching element Tr1 and the second switching element Tr2 via the MLC drive circuit 8 (Mode 4). At this time, the path of the reactor L ⁇ the first switching element Tr1 ⁇ the second switching element Tr2 is conducted, and energy is accumulated in the reactor L by the input voltage Vdc.
  • the MLC control unit 7e turns on the first switching element Tr1 and turns off the second switching element Tr2 via the MLC driving circuit 8 (Mode 2).
  • the path of reactor L ⁇ first switching element Tr1 ⁇ capacitor C ⁇ first diode D1 ⁇ smoothing capacitor 4 is conducted, and smoothing capacitor 4 is charged by the input voltage Vdc and the energy stored in capacitor C. .
  • the MLC control unit 7e turns on both the first switching element Tr1 and the second switching element Tr2 again via the MLC drive circuit 8 (Mode 4).
  • the path of the reactor L ⁇ the first switching element Tr1 ⁇ the second switching element Tr2 is conducted, and energy is accumulated in the reactor L by the input voltage Vdc.
  • the smoothing capacitor 4 is charged with a DC voltage more than twice the input voltage Vdc (see FIG. 5), and is output to the inverter circuit 5 as the bus voltage Vdc1.
  • boost mode 2 (super-double boost), it is used in a region where a voltage exceeding twice the input voltage Vdc is required, and when the voltage exceeds twice the input voltage Vdc, the input current Idc1 Constant control is performed.
  • the boost mode switching unit 7d has a preset threshold value for the input current Idc1 converted into a digital quantity by the input current AD conversion unit 7a.
  • A is exceeded, the boost mode 0 is switched to the boost mode 1.
  • This threshold A is obtained by simulation analysis with respect to the relationship between the input current Idc1 flowing through the reactor L and the generation amount of the harmonic current in consideration of the fluctuation of the system impedance and the AC voltage of the commercial power supply 1, and the generation amount of the harmonic current is calculated. This is the threshold value of the input current Idc1 that is the limit.
  • the boost mode 0 in which the MLC circuit 3 is stopped and the boost operation is not performed is Will continue.
  • the reactor L of the MLC circuit 3 and the first and second switching elements Tr1 and Tr2 can be reduced in size.
  • a correction coefficient is calculated in advance according to the bus voltage Vdc1, and the bus voltage Vdc1 converted into a digital quantity by the bus voltage AD conversion unit 7b.
  • the threshold value A may be corrected using a correction coefficient corresponding to (threshold A ⁇ correction coefficient), and the boost mode 0 may be switched to the boost mode 1 when the input current Idc1 is larger than the correction value.
  • the value of the input current Idc1 used here is an average value or an effective value of the input current Idc1 detected for a certain period.
  • a correction coefficient is calculated in advance according to the harmonic component included in the input current Idc1, and the threshold A is set using the correction coefficient according to the input current Idc1 converted into a digital quantity by the input current AD conversion unit 7a. Correction may be made (threshold A ⁇ correction coefficient corresponding to the harmonic component of the input current Idc1), and the boost mode 0 may be switched to the boost mode 1 when the input current Idc1 is larger than the correction value.
  • the switching condition from boost mode 1 to boost mode 0 is the threshold A for switching from boost mode 1 to boost mode 0.
  • Switch with hysteresis A negative hysteresis setting value (a constant value) is provided for the threshold value A so as not to increase the generation amount of the harmonic current in the boost mode 0. That is, when the input current Idc1 becomes smaller than (threshold A-hysteresis set value) (input current Idc1 ⁇ threshold A-hysteresis set value), the boost mode 1 is switched to the boost mode 0.
  • the mode 1 may be switched to the boost mode 0. That is, when the input current Idc1 ⁇ threshold A-hysteresis set value and the operation frequency f2 ⁇ the operation frequency f1, the step-up mode 1 is switched to the step-up mode 0.
  • the operating frequency f1 is the operating frequency of the motor 6 when the boost mode 0 is switched to the boost mode 1, and is recorded in the boost mode switching unit 7d by, for example, the inverter control unit 7f. Since the change in the operating frequency is slower than the input current, hunting of the boost mode switching operation due to the fluctuation of the input current Idc1 can be prevented by using the operating frequency as a switching condition.
  • the boost mode switching unit 7d has a threshold value B in which the modulation degree of the PWM signal calculated by the modulation degree calculation unit 7g is set in advance. Is switched from boost mode 1 to boost mode 2.
  • This threshold value B is the modulation degree of the PWM signal that becomes the limit of the output voltage of the inverter circuit 5 that can be output in the boost mode 1.
  • the rotation speed of the motor 6 is increased in the boost mode 1, the output voltage of the inverter circuit 5 is also increased.
  • the output voltage exceeds the limit (degree of modulation> 1) the output voltage of the inverter circuit 5 is saturated, so the current of the motor 6 increases and the loss of the power converter 20 increases.
  • the current of the motor 6 increases to the limit level of the allowable current, the rotation speed cannot be increased further. In order to prevent such a phenomenon from occurring, when the degree of modulation exceeds the threshold B, the mode is switched to the boost mode 2.
  • the condition of the rotation speed range of the compressor motor 6 and the pressure condition (high pressure, low pressure) of the refrigerant necessary for the APF performance are determined in advance.
  • > Threshold value B) may be combined with the threshold value C of the rotational speed as an AND condition, or the threshold value F of the refrigerant pressure condition may be combined with the above (modulation degree> threshold value B) as an AND condition. That is, when the modulation degree of the PWM signal in the boost mode 1 is larger than the threshold B (modulation degree> threshold B) and the rotation speed of the motor 6 is higher than the threshold C (rotation speed> threshold C), the boost mode 1 To step-up mode 2.
  • the total loss of the power conversion device 20 in the case where the motor 6 is operated up to the allowable current restriction condition in the boost mode 1 and the boost mode 2 is calculated in advance, and the output current of the inverter circuit 5 is calculated.
  • a threshold value D of (motor currents Iu, Iw) may be combined as an AND condition. That is, when the modulation degree of the PWM signal in the boost mode 1 is larger than the threshold B (modulation degree> threshold B) and the output current of the inverter circuit 5 is larger than the threshold D (output current> threshold D), the boost mode 1 To step-up mode 2.
  • the operation can be performed so that the total loss is advantageous including the fluctuation of the input voltage Vdc.
  • the modulation degree of the PWM signal in the boost mode 1 becomes larger than the threshold B (modulation degree> threshold B)
  • the output current of the inverter circuit 5 becomes larger than the threshold D (output current> threshold D)
  • the motor When the rotational speed of 6 is higher than the threshold C (rotational speed> threshold C), the boost mode 1 is switched to the boost mode 2.
  • the modulation factor cannot be a condition. This is because the degree of modulation changes small due to boosting.
  • the problem at the time of switching to the boost mode 1 is a condition for switching to the boost mode 2 again after switching, so that the hunting operation is not caused, and the switching to the boost mode 1 is surely performed under an operating condition that requires APF performance.
  • the step-up mode 1 is a fine step-up operation mode, and even if the AC voltage of the commercial power source 1 fluctuates during operation, it is not affected by this, so that a case where a constant voltage cannot be obtained by switching does not occur.
  • the boost mode 2 is switched to the boost mode 1 under the following conditions.
  • the rotational speed n1 of the motor 6 at the time of switching from the boost mode 1 to the boost mode 2 is recorded, and when the rotational speed n2 of the motor 6 in the boost mode 2 falls below the rotational speed n1, switching to the boost mode 1 (rotation) Number n1 ⁇ rotational speed n2).
  • the load condition of the air conditioner may change during operation, and if the load condition is larger than the load condition when switching to the boost mode 2, the degree of modulation after switching becomes large, which can lead to a hunting operation. There is sex. Therefore, a case where the refrigerant pressure condition necessary for the APF performance is satisfied may be added as an AND condition.
  • the modulation degree of the PWM signal calculated by the modulation degree calculation unit 7g is preset.
  • the boost mode 2 is switched to the boost mode 3.
  • This threshold value E is the degree of modulation of the PWM signal that becomes the limit of the output voltage of the inverter circuit 5 that can be output in the boost mode 2.
  • the output voltage of the inverter circuit 5 also increases.
  • the output voltage exceeds the limit (degree of modulation> 1) the output voltage of the inverter circuit 5 is saturated, so the current of the motor 6 increases and the loss of the power converter 20 increases.
  • the mode is switched to the boost mode 3.
  • the step-up mode 3 in order to reduce the loss of the power conversion device 20 as much as possible, the step-up mode is operated up to the maximum step-up possible level while changing the step-up level so that the modulation degree of the PWM signal is maintained at a constant value.
  • the MLC circuit 3 is applied to the booster circuit, and the control of the MLC circuit 3 is switched to the four boost modes according to the load state of the compressor.
  • the power module composed of L, the first and second switching elements Tr1, Tr2, and the like can be reduced in size and cost.
  • the boost ratio can be increased, and the operating range of the compressor motor 6 can be further expanded.
  • the ripple current of the reactor L can be reduced, and the reactor loss can be reduced and the outflow of the ripple current to the power supply system can be suppressed.
  • 1 commercial power supply 2 three-phase rectifier, 3 MLC circuit, 4 smoothing capacitor, 5 inverter circuit, 6 compressor motor, 7 control circuit, 7a input current AD conversion unit, 7b bus voltage AD conversion unit, 7c motor current AD conversion Unit, 7d boost mode switching unit, 7e MLC control unit, 7g modulation degree calculation unit, 7f inverter control unit, 8 MLC drive circuit, 9 inverter drive circuit, 10 input current detection unit, 11 motor current detection unit, 12 differential amplifier , Tr1 first switching element, Tr2 second switching element, D1 first diode, D2 second diode, C capacitor, 20 power converter.

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Abstract

　三相整流器２からの入力電圧Ｖｄｃを昇圧するＭＬＣ回路３と、ＭＬＣ回路３の出力を平滑する平滑コンデンサ４と、ＰＷＭ信号を生成するインバーター制御部７ｆと、ＰＷＭ信号の入力に基づいて平滑コンデンサ４の直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧をモーター６に供給するインバーター回路５と、入力電圧Ｖｄｃの昇圧レベルを選択する少なくとも３つの昇圧モードを有し、冷凍サイクルを制御するために決定されるモーター６の運転状態に応じて昇圧モードを切り替える昇圧モード切替部７ｄと、昇圧モード切替部７ｄの切り替えに基づいてＭＬＣ回路３を制御するＭＬＣ制御部７ｅとを備えている。

Description

電力変換装置及びこの電力変換装置を備えた空気調和装置
　本発明は、商用電源から圧縮機のモーターに供給する電力に変換する電力変換装置及びこの電力変換装置を備えた空気調和装置に関するものである。
　従来、空気調和装置の圧縮機のモーターを駆動する大容量のインバーター回路として、３相全波整流回路によりインバーター駆動用の直流電圧を生成する方式が用いられている。この空気調和装置では、これまで定格冷房／暖房運転時のエネルギー消費効率（ＣＯＰ）や１年を通した通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ）を高めるために、圧縮機用のモーターは、空気調和装置の定格運転で用いる回転数付近で誘起電圧（逆起電力）が商用電源と同程度となるように設計される傾向が多い。この場合、その回転数を超える高速回転域（例えば過負荷運転時）で運転させるようとすると、インバーター回路は、略商用電源以上の電圧を出力できないため、出力電圧の飽和により圧縮機のモーターの電流が増大し、モーター効率の低下やインバーター回路のロス増加により電力変換装置の効率が低下する。また、圧縮機のモーターに使用している磁石の減磁耐力やインバーター回路に使用している半導体の許容電流、許容温度の制約により、運転範囲が狭くなることがある。
　これらの課題に対する対応として、モーターの高効率の駆動化や運転範囲の拡大のために、インバーター回路の出力電圧の範囲を拡大する昇圧回路を備えた電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
　その特許文献１に記載の電力変換装置には、整流回路とインバーター回路との間に、リアクトルと、逆流防止ダイオードと、スイッチング素子とを備えた昇圧回路が設けられており、整流回路により整流された直流電圧を昇圧回路が昇圧している。
　昇圧回路においては、スイッチング素子のオン期間にリアクトルにエネルギーが蓄積され、オフ期間に蓄積されたエネルギーが放出されて直流電圧が昇圧される。昇圧回路からの直流電圧はスイッチング素子をＯＮする時間（オンデューティ）によって制御される。そして、昇圧回路のスイッチング素子のオンデューティを制御することにより、モーターに印加される電圧が増大し、モーター電流の抑制による効率向上およびモーターの運転領域の拡大が可能となる。
特開２０１２－１９６１４２号公報（第６頁及び図１、図２）
　大容量クラス（例えば、１０ｋＷ超）の圧縮機の駆動において、特許文献１に記載の昇圧回路を用いて直流電圧を昇圧させる場合や、昇圧率を高く設定して（例えば、１．５倍以上）昇圧させる場合など、リアクトルに大きなエネルギーが必要となるが、その場合、リアクトルの発熱に伴う大型化やコスト増などの課題がある。
　また、昇圧回路の半導体損失が増加するため、パワーモジュールの大型化や冷却部品の高性能化に伴うコスト増といった課題がある。
　また、空気調和装置では、１年を通した通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ）を向上させるため、昇圧回路を必要な領域だけ動作させ不要な領域では停止させるように動作させるので、昇圧回路の停止時の高調波電流の発生を抑制するために、リアクトルのＬ値をある程度確保しておく必要があり、リアクトルが大型化してしまうといった課題がある。
　本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、大容量クラスの圧縮機の駆動に昇圧回路を適用する場合でも、高調波電流の発生を抑制しながら、リアクタの小型化と低コスト化が実現可能な電力変換装置及びこの電力変換装置を備えた空気調和装置を得るものである。
　第２の目的は、パワーモジュールの小型化と低コスト化が実現可能な電力変換装置及びこの電力変換装置を備えた空気調和装置を得るものである。
　本発明に係る電力変換装置は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、整流回路により整流された入力電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、ＰＷＭ信号を生成するインバーター制御部と、ＰＷＭ信号の入力に基づいて平滑コンデンサにより平滑された直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧をモーターに供給するインバーター回路と、入力電圧の昇圧レベルを選択する少なくとも３つの昇圧モードを有し、冷凍サイクルを制御するために決定されるモーターの運転状態に応じて昇圧モードを切り替える昇圧モード切替部と、昇圧モード切替部の切り替えに基づいて昇圧回路を制御する昇圧制御部とを備えたものである。
　本発明によれば、昇圧回路の昇圧をモーターの運転状態に応じて、少なくとも３つの昇圧モードから選択している。これにより、昇圧回路を構成するリアクトル、複数のスイッチング素子等の小型化と低コスト化を実現することができる。また、昇圧比の増加が可能となり、更なるモーターの運転範囲の拡大が可能となる。
本発明の実施の形態に係る電力変換装置の概略構成図。 昇圧モード毎に設定されたスイッチングモードの組合せを示す図。 図１のマルチレベルチョッパ回路の第１及び第２スイッチング素子を駆動するスイッチングモードを示す図。 図１に示すＭＬＣ回路の拡大図。 ＭＬＣ回路における昇圧モード毎の母線電圧の母線電圧レベルを示す図。
　以下、本発明に係る電力変換装置及びこの電力変換装置を備えた空気調和装置の実施の形態について、図面を用いて説明する。
　図１は本発明の実施の形態に係る電力変換装置の概略構成図、図２は昇圧モード毎に設定されたスイッチングモードの組合せを示す図、図３は図１のマルチレベルチョッパ回路の第１及び第２スイッチング素子を駆動するスイッチングモードを示す図である。
　図１において、電力変換装置２０は、商用電源１に接続される三相整流器２、昇圧回路であるマルチレベルチョッパ回路３（以下、「ＭＬＣ回路３」と称する）、ＭＬＣ回路３の出力間に接続された平滑コンデンサ４、平滑コンデンサ４の両極間に接続されたインバーター回路５、制御回路７、ＭＬＣ駆動回路８、及びインバーター回路５を備えている。インバーター回路５の出力側には、空気調和装置の圧縮機のモーター６が接続されている。圧縮機は、モーター６の回転により冷媒回路上の冷媒を圧縮する圧縮機構部を備えている。
　三相整流器２は、６個の整流ダイオードをブリッジ接続して構成され、商用電源１の交流電圧（例えば、ＡＣ２００Ｖ又はＡＣ４００Ｖ）を整流する３相全波整流器である。ＭＬＣ回路３は、三相整流器２の出力間に直列に接続されたリアクトルＬ、第１スイッチング素子Ｔｒ１及び第２スイッチング素子Ｔｒ２と、リアクトルＬ及び第１スイッチング素子Ｔｒ１の接続点と平滑コンデンサ４との間に挿入された直列接続の第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２（逆流防止用ダイオード）と、第２ダイオードＤ２及び第１スイッチング素子Ｔｒ１に並列に接続されたコンデンサＣとを備えている。このＭＬＣ回路３は、ＭＬＣ駆動回路８からのスイッチング信号に基づいて、三相整流器２により整流された直流電圧を昇圧する。
　第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２と第１及び第２ダイオードＤ１、Ｄ２は、例えば、シリコン（Ｓｉ）素子と比較して、バンドギャップが大きい炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体で構成されている。第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２と第１及び第２ダイオードＤ１、Ｄ２とをワイドバンドギャップ半導体で構成することにより、従来用いられているＳｉ系スイッチング素子を用いた場合と比べ、損失低減を図ることができる。なお、第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２に、トランジスタに代えて、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子を用いてもよい。また、第１及び第２ダイオードＤ１、Ｄ２に、ファストリカバリダイオードのような素子を用いてもよい。
　平滑コンデンサ４は、ＭＬＣ回路３からの出力を平滑化し充電する。インバーター回路５は、三相ブリッジ接続のスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ）と、各スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続され、モーター電流を環流させるダイオードとから構成されている。このインバーター回路５は、平滑コンデンサ４によって平滑された直流電圧（以下、「母線電圧Ｖｄｃ１」と称する」を、インバーター駆動回路９からのＰＷＭ信号に基づいて三相交流電力に変換し、圧縮機のモーター６（例えば、ＤＣブラシレスモーター）に供給する。
　なお、インバーター回路５のスイッチング素子に、シリコン（Ｓｉ）に代えて、前述した第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２と同様に、炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子等のワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。
　リアクトルＬの入力側には、リアクトルＬに入力する入力電流Ｉｄｃ１を検出する入力電流検出部１０が設けられ、インバーター回路５からのモーター電流Ｉｕ、Ｉｗを検出するモーター電流検出部１１が設けられている。また、平滑コンデンサ４への充電により両極間に発生する母線電圧Ｖｄｃ１を検出する母線電圧検出部１２が設けられている。
　制御回路７は、入力電流検出部１０により検出された入力電流Ｉｄｃ１をデジタル量に変換する入力電流ＡＤ変換部７ａ、差動アンプ１２からの母線電圧Ｖｄｃ１をデジタル量に変換する母線電圧ＡＤ変換部７ｂ、モーター電流検出部１１により検出されたモーター電流Ｉｕ、Ｉｗをデジタル量に変換するモーター電流ＡＤ変換部７ｃ、昇圧モード切替部７ｄ、ＭＬＣ制御部７ｅ、インバーター制御部７ｆ、変調度演算部７ｇ等を備えている。
　昇圧モード切替部７ｄは、圧縮機のモーター６の運転状態に応じて、入力電圧Ｖｄｃの昇圧レベルを変化させる昇圧モードを選択する。昇圧モードとして、例えば、入力電圧Ｖｄｃに対し昇圧を行わない昇圧モード０と、入力電圧Ｖｄｃを微昇圧（例えば、２０Ｖ程度）して母線電圧Ｖｄｃ１とする昇圧モード１と、入力電圧Ｖｄｃを２倍まで昇圧して母線電圧Ｖｄｃ１とする昇圧モード２と、入力電圧Ｖｄｃの２倍を超える電圧に昇圧して母線電圧Ｖｄｃ１とする昇圧モード３とに分けられている。なお、昇圧モード０のときには、第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２の両方がＯＦＦ状態であり、インバーター制御部７ｆのみで圧縮機のモーター６が制御される。モーター６の回転数は、例えば室内の温度が目標とする温度となるように冷凍サイクルを制御するために決定される。
　昇圧モードの切り替えは、圧縮機の負荷状態を示す以下のパラメータを用いて切り替えられる。なお、昇圧モードの切り替えについては、電力変換装置２０のＭＬＣ制御部７ｅ及びＭＬＣ回路３の動作を説明するときに詳述する。
　１．モーター６の回転数
　２．入力電流Ｉｄｃ１
　３．変調度
　４．母線電圧Ｖｄｃ１
　５．モーター電流Ｉｕ、Ｉｗ（インバーター回路５の出力電流）
　６．冷媒の圧力
　ＭＬＣ制御部７ｅは、昇圧モード切替部７ｄにより選択された昇圧モードに基づいて、第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２のＯＮ・ＯＦＦ時間のデューティ比を算出し、ＭＬＣ駆動回路８に入力する。このＭＬＣ制御部７ｅは、図２に示すように、昇圧モード毎に第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２を駆動するＭｏｄｅ番号が設定されたデータを有している。また、ＭＬＣ制御部７ｅは、図３に示すように、スイッチングモード毎に第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２の駆動が設定されたデータを有している。
　スイッチングモードは、第１スイッチング素子Ｔｒ１をＯＦＦ、第２スイッチング素子Ｔｒ２をＯＮするＭｏｄｅ１と、第１スイッチング素子Ｔｒ１をＯＮ、第２スイッチング素子Ｔｒ２をＯＦＦするＭｏｄｅ２と、第１スイッチング素子Ｔｒ１をＯＦＦ、第２スイッチング素子Ｔｒ２をＯＦＦするＭｏｄｅ３と、第１スイッチング素子Ｔｒ１をＯＮ、第２スイッチング素子Ｔｒ２をＯＮするＭｏｄｅ４とに分けられている。
　次に、電力変換装置２０のＭＬＣ制御部７ｅ及びＭＬＣ回路３の動作について、図１～図５を用いて説明する。
　図４は図１に示すＭＬＣ回路の拡大図、図５はＭＬＣ回路における昇圧モード毎の母線電圧の母線電圧レベルを示す図ある。なお、図５は昇圧モード１、２、３を順に切り替えたときの母線電圧Ｖｄｃ１の変化を示している。
　（１）昇圧モード切替部７ｄにより昇圧モード０から昇圧モード１へ切り替えられた場合、ＭＬＣ制御部７ｅは、昇圧モード１として設定されたＭｏｄｅ１→Ｍｏｄｅ３→Ｍｏｄｅ２→Ｍｏｄｅ３の順に第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２が駆動するように、ＭＬＣ駆動回路８を制御し、この制御を繰り返し行う。
　先ず、ＭＬＣ制御部７ｅは、ＭＬＣ駆動回路８を介して、第１スイッチング素子Ｔｒ１をＯＦＦ、第２スイッチング素子Ｔｒ２をＯＮする（Ｍｏｄｅ１）。この時、リアクトルＬ→第２ダイオードＤ２→コンデンサＣ→第２スイッチング素子Ｔｒ２の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃによりコンデンサＣが充電される。
　次いで、ＭＬＣ制御部７ｅは、ＭＬＣ駆動回路８を介して、第１スイッチング素子Ｔｒ１と第２スイッチング素子Ｔｒ２の両方をＯＦＦする（Ｍｏｄｅ３）。この時、リアクトルＬ→第２ダイオードＤ２→第１ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通すると共に、コンデンサＣ→第１ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃとコンデンサＣの充電電圧とにより平滑コンデンサ４が充電される。
　その後、ＭＬＣ制御部７ｅは、ＭＬＣ駆動回路８を介して、第１スイッチング素子Ｔｒ１をＯＮ、第２スイッチング素子Ｔｒ２をＯＦＦする（Ｍｏｄｅ２）。この時、入力電圧Ｖｄｃは、リアクトルＬ→第１スイッチング素子Ｔｒ１→コンデンサＣ→第１ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃによりコンデンサＣが充電される。
　そして、ＭＬＣ制御部７ｅは、ＭＬＣ駆動回路８を介して、再び第１スイッチング素子Ｔｒ１と第２スイッチング素子Ｔｒ２の両方をＯＦＦする（Ｍｏｄｅ３）。この時、リアクトルＬ→第２ダイオードＤ２→第１ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通すると共に、コンデンサＣ→第１ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃとコンデンサＣの充電電圧とにより平滑コンデンサ４が充電される。
　この一連の動作を繰り返し行うことにより、平滑コンデンサ４には、入力電圧Ｖｄｃよりも２０Ｖ程度昇圧された直流電圧が充電され（図５参照）、母線電圧Ｖｄｃ１としてインバーター回路５に入力する。この昇圧モード１（微昇圧）においては、高調波電流の発生を抑制するために、入力電流Ｉｄｃ１の一定制御が行われる。
　（２）昇圧モード切替部７ｄにより昇圧モード１から昇圧モード２へ切り替えられた場合、ＭＬＣ制御部７ｅは、昇圧モード２として設定されたＭｏｄｅ１→Ｍｏｄｅ２の順に第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２が駆動するように、ＭＬＣ駆動回路８を制御し、この制御を繰り返し行う。
　先ず、ＭＬＣ制御部７ｅは、ＭＬＣ駆動回路８を介して、第１スイッチング素子Ｔｒ１をＯＦＦ、第２スイッチング素子Ｔｒ２をＯＮする（Ｍｏｄｅ１）。この時、リアクトルＬ→第２ダイオードＤ２→コンデンサＣ→第２スイッチング素子Ｔｒ２の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃによりコンデンサＣが充電される。
　次いで、ＭＬＣ制御部７ｅは、ＭＬＣ駆動回路８を介して、第１スイッチング素子Ｔｒ１をＯＮ、第２スイッチング素子Ｔｒ２をＯＦＦする（Ｍｏｄｅ２）。この時、リアクトルＬ→第１スイッチング素子Ｔｒ１→コンデンサＣ→第１ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃにコンデンサＣの充電電圧が加わった直流電圧が平滑コンデンサ４に流れる。
　この一連の動作を繰り返し行うことにより、平滑コンデンサ４には、入力電圧Ｖｄｃの２倍の直流電圧が充電され（図５参照）、母線電圧Ｖｄｃ１としてインバーター回路５に入力する。この昇圧モード２（２倍昇圧）においては、電流リプルが極小となる状態で、入力電流Ｉｄｃ１の一定制御が行われる。
　（３）昇圧モード切替部７ｄにより昇圧モード２から昇圧モード３へ切り替えられた場合、ＭＬＣ制御部７ｅは、昇圧モード３として設定されたＭｏｄｅ１→Ｍｏｄｅ４→Ｍｏｄｅ２→Ｍｏｄｅ４の順に第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２が駆動するように、ＭＬＣ駆動回路８を制御し、この制御を繰り返し行う。
　先ず、ＭＬＣ制御部７ｅは、ＭＬＣ駆動回路８を介して、第１スイッチング素子Ｔｒ１をＯＦＦ、第２スイッチング素子Ｔｒ２をＯＮする（Ｍｏｄｅ１）。この時、リアクトルＬ→第２ダイオードＤ２→コンデンサＣ→第２スイッチング素子Ｔｒ２の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃによりコンデンサＣが充電される。
　次いで、ＭＬＣ制御部７ｅは、ＭＬＣ駆動回路８を介して、第１スイッチング素子Ｔｒ１と第２スイッチング素子Ｔｒ２の両方をＯＮする（Ｍｏｄｅ４）。この時、リアクトルＬ→第１スイッチング素子Ｔｒ１→第２スイッチング素子Ｔｒ２の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃによりリアクトルＬにエネルギーが蓄積される。一方、コンデンサＣに充電された直流電圧は、第１ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサ４を徐々に充電していく（図５参照）。
　その後、ＭＬＣ制御部７ｅは、ＭＬＣ駆動回路８を介して、第１スイッチング素子Ｔｒ１をＯＮ、第２スイッチング素子Ｔｒ２をＯＦＦする（Ｍｏｄｅ２）。この時、リアクトルＬ→第１スイッチング素子Ｔｒ１→コンデンサＣ→第１ダイオードＤ１→平滑コンデンサ４の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃとコンデンサＣに蓄積されたエネルギーとにより、平滑コンデンサ４が充電される。
　そして、ＭＬＣ制御部７ｅは、ＭＬＣ駆動回路８を介して、再び第１スイッチング素子Ｔｒ１と第２スイッチング素子Ｔｒ２の両方をＯＮする（Ｍｏｄｅ４）。この時、リアクトルＬ→第１スイッチング素子Ｔｒ１→第２スイッチング素子Ｔｒ２の経路が導通し、入力電圧ＶｄｃによりリアクトルＬにエネルギーが蓄積される。
　この一連の動作を繰り返し行うことにより、平滑コンデンサ４には、入力電圧Ｖｄｃよりも２倍を超える直流電圧が充電され（図５参照）、母線電圧Ｖｄｃ１としてインバーター回路５に出力される。この昇圧モード２（超２倍昇圧）においては、入力電圧Ｖｄｃの２倍を超える電圧が必要となる領域で使用され、入力電圧Ｖｄｃの２倍を超える電圧となったときに、入力電流Ｉｄｃ１の一定制御が行われる。
　次に、昇圧モード切替部７ｄにおける昇圧モードの切替動作について説明する。
　（１）昇圧モード０（昇圧なし）から昇圧モード１（微昇圧）への切替
　昇圧モード切替部７ｄは、入力電流ＡＤ変換部７ａによりデジタル量に変換された入力電流Ｉｄｃ１が予め設定された閾値Ａを超えたときに、昇圧モード０から昇圧モード１に切り替える。この閾値Ａは、リアクトルＬに流れる入力電流Ｉｄｃ１と高調波電流の発生量の関係について、系統インピーダンスや商用電源１の交流電圧の変動も考慮してシミュレーション解析により求め、高調波電流の発生量の限界となる入力電流Ｉｄｃ１の閾値である。つまり、ＭＬＣ回路３の停止時の高調波電流の発生量が許容される限界まで、ＭＬＣ回路３の損失を抑えるために、ＭＬＣ回路３を停止状態にして、昇圧動作を行わない昇圧モード０が継続される。これにより、ＭＬＣ回路３のリアクトルＬ、第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２の小型化を実現できる。
　なお、高調波電流の発生量の限界の精度を向上させる場合には、予め母線電圧Ｖｄｃ１に応じて補正係数を算出しておき、母線電圧ＡＤ変換部７ｂによりデジタル量に変換された母線電圧Ｖｄｃ１に応じた補正係数を用いて閾値Ａを補正し（閾値Ａ×補正係数）、この補正値よりも入力電流Ｉｄｃ１が大きいときに昇圧モード０から昇圧モード１に切り替えるようにしてもよい。ここで使用する入力電流Ｉｄｃ１の値は、一定期間検出した入力電流Ｉｄｃ１の平均値、もしくは実効値を演算したものである。
　また、予め入力電流Ｉｄｃ１に含まれる高調波成分に応じて補正係数を算出しておき、入力電流ＡＤ変換部７ａによりデジタル量に変換された入力電流Ｉｄｃ１に応じた補正係数を用いて閾値Ａを補正し（閾値Ａ×入力電流Ｉｄｃ１の高調波成分に応じた補正係数）、この補正値よりも入力電流Ｉｄｃ１が大きいときに昇圧モード０から昇圧モード１に切り替えるようにしてもよい。
　（２）昇圧モード１（微昇圧）から昇圧モード０（昇圧なし）への切替
　昇圧モード１から昇圧モード０への切替条件は、昇圧モード１から昇圧モード０へ切り替えた閾値Ａに対して、ヒステリシスをもって切り替える。昇圧モード０で高調波電流の発生量を増加させないように、閾値Ａに対して、負側のヒステリシス設定値（一定値）を設ける。つまり、（閾値Ａ－ヒステリシス設定値）よりも入力電流Ｉｄｃ１が小さくなったときに（入力電流Ｉｄｃ１＜閾値Ａ－ヒステリシス設定値）、昇圧モード１から昇圧モード０へ切り替える。
　また、前記の条件に加えて、昇圧モード０から昇圧モード１へ切り替えたときのモーター６（圧縮機）の運転周波数ｆ１が昇圧モード１のときの運転周波数ｆ２よりも高くなったときに、昇圧モード１から昇圧モード０へ切り替えるようにしてもよい。
　つまり、入力電流Ｉｄｃ１＜閾値Ａ－ヒステリシス設定値となり、運転周波数ｆ２＜運転周波数ｆ１となったときに、昇圧モード１から昇圧モード０へ切り替える。運転周波数ｆ１は、昇圧モード０から昇圧モード１へ切り替えたときのモーター６の運転周波数で、例えばインバーター制御部７ｆによって昇圧モード切替部７ｄに記録される。入力電流よりも運転周波数の変化の方が遅いため、運転周波数を切替条件とすることで、入力電流Ｉｄｃ１の変動による昇圧モード切替動作のハンチングを防止することが可能となる。
　（３）昇圧モード１（微昇圧）から昇圧モード２（２倍昇圧）への切替
　昇圧モード切替部７ｄは、変調度演算部７ｇによって算出されたＰＷＭ信号の変調度が予め設定された閾値Ｂを超えたときに、昇圧モード１から昇圧モード２へ切り替える。この閾値Ｂは、昇圧モード１で出力できるインバーター回路５の出力電圧の限界となるＰＷＭ信号の変調度である。昇圧モード１のままモーター６の回転数が上昇すると、インバーター回路５の出力電圧も増加する。この出力電圧が限界を超えたときには（変調度＞１）、インバーター回路５の出力電圧が飽和するため、モーター６の電流が増加し、電力変換装置２０の損失は増加する。そして、許容電流の制約レベルまでモーター６の電流が増加したときには、それ以上の回転速度を上げることができなくなる。このような現象に至らないようにするために、変調度が閾値Ｂを超えたときに昇圧モード２へ切り替える。
　なお、ＡＰＦ性能への限界を狙う場合は、ＡＰＦ性能に必要な圧縮機のモーター６の回転数範囲の条件や冷媒の圧力条件（高圧、低圧）が予め決まっているため、前記の（変調度＞閾値Ｂ）に回転数の閾値ＣをＡＮＤ条件として組み合わせてもよいし、あるいは前記の（変調度＞閾値Ｂ）に冷媒の圧力条件の閾値ＦをＡＮＤ条件として組み合わせてもよい。
　つまり、昇圧モード１におけるＰＷＭ信号の変調度が閾値Ｂよりも大きく（変調度＞閾値Ｂ）、かつモーター６の回転数が閾値Ｃよりも高いときに（回転数＞閾値Ｃ）、昇圧モード１から昇圧モード２へ切り替える。
　あるいは、昇圧モード１におけるＰＷＭ信号の変調度が閾値Ｂよりも大きく（変調度＞閾値Ｂ）、かつ冷媒の圧力（例えば高圧）が閾値Ｆよりも高いときに（冷媒圧力＞閾値Ｆ）、昇圧モード１から昇圧モード２へ切り替える。
　また、これに代えて、昇圧モード１で許容電流の制約条件までモーター６を運転させた場合と昇圧モード２での電力変換装置２０の総損失を予め算出しておき、インバーター回路５の出力電流（モーター電流Ｉｕ、Ｉｗ）の閾値ＤをＡＮＤ条件として組み合わせてもよい。つまり、昇圧モード１におけるＰＷＭ信号の変調度が閾値Ｂよりも大きく（変調度＞閾値Ｂ）、インバーター回路５の出力電流が閾値Ｄよりも大きいときに（出力電流＞閾値Ｄ）、昇圧モード１から昇圧モード２へ切り替える。
　この場合、入力電圧Ｖｄｃの変動なども含めて総損失が有利となるように運転することが可能となる。
　但し、入力電圧Ｖｄｃの変動や負荷変動による制御安定性を確保するためには、先に説明した変化時間の周期が長い回転数の条件を組み合わせるのがよい。
　つまり、昇圧モード１におけるＰＷＭ信号の変調度が閾値Ｂよりも大きくなり（変調度＞閾値Ｂ）、インバーター回路５の出力電流が閾値Ｄよりも大きくなり（出力電流＞閾値Ｄ）、さらに、モーター６の回転数が閾値Ｃよりも高いときに（回転数＞閾値Ｃ）、昇圧モード１から昇圧モード２へ切り替える。
　（４）昇圧モード２（２倍昇圧）から昇圧モード１（微昇圧）への切替
　昇圧モード２から昇圧モード１への切替時は、変調度を条件とすることができない。これは、昇圧により変調度が小さく変化するからである。昇圧モード１への切替時の課題としては、切替後に再度昇圧モード２に切り替わる条件となり、ハンチング動作を起こさないこと、また、ＡＰＦ性能が必要な運転条件では昇圧モード１に確実に切り替わることである。
　昇圧モード１は、微昇圧運転モードであり運転中に商用電源１の交流電圧が変動していても、その影響を受けないため、切替によって一定の電圧が得られないといったケースは発生しない。そこで、以下の条件で昇圧モード２から昇圧モード１へ切り替える。
　昇圧モード１から昇圧モード２への切替時のモーター６の回転数ｎ１を記録しておき、昇圧モード２におけるモーター６の回転数ｎ２が回転数ｎ１を下回ったときに昇圧モード１に切り替える（回転数ｎ１＜回転数ｎ２）。
　但し、運転中に空気調和装置の負荷条件が変化することがあり、昇圧モード２への切り替わり時の負荷条件よりも大きくなっていると、切替後の変調度は大きくなるためハンチング動作に至る可能性がある。
　そこで、ＡＰＦ性能に必要となる冷媒の圧力条件を満たした場合をＡＮＤ条件として追加してもよい。つまり、昇圧モード２におけるモーター６の回転数ｎ２が回転数ｎ１よりも低下し（回転数ｎ１＜回転数ｎ２）、冷媒の圧力が前記の閾値Ｆよりも低くなったときに（冷媒の圧力＜閾値Ｆ）、昇圧モード２から昇圧モード１へ切り替える。
　（５）昇圧モード２（２倍昇圧）から昇圧モード３（超２倍昇圧）への切替
　昇圧モード切替部７ｄは、変調度演算部７ｇによって算出されたＰＷＭ信号の変調度が予め設定された閾値Ｅを超えたときに、昇圧モード２から昇圧モード３へ切り替える。この閾値Ｅは、昇圧モード２で出力できるインバーター回路５の出力電圧の限界となるＰＷＭ信号の変調度である。昇圧モード２のままモーター６の回転数が上昇すると、インバーター回路５の出力電圧も増加する。この出力電圧が限界を超えたときには（変調度＞１）、インバーター回路５の出力電圧が飽和するため、モーター６の電流が増加し、電力変換装置２０の損失は増加する。そして、許容電流の制約レベルまでモーター６の電流が増加したときには、それ以上の回転速度を上げることができなくなる。このような現象に至らないようにするために、昇圧モード２における変調度が閾値Ｅを超えたときに昇圧モード３へ切り替える。
　昇圧モード３では、極力、電力変換装置２０の損失を低減させるため、ＰＷＭ信号の変調度が一定値を維持するように、昇圧レベルを変更しながら最大の昇圧可能レベルまで動作させる。
　（６）昇圧モード３（超２倍昇圧）から昇圧モード２（２倍昇圧）への切替
　昇圧モード２への切替は、昇圧モード２でＭＬＣ回路３を駆動したときの昇圧レベルＶ１（電圧）を記録しておき、昇圧モード３での昇圧レベルＶ２がその昇圧レベルＶ１に戻ったときに昇圧モード３から昇圧モード２へ切り替える。
　以上のように実施の形態によれば、昇圧回路にＭＬＣ回路３を適応し、圧縮機の負荷状態に応じてＭＬＣ回路３の制御を４つの昇圧モードに切り替えて運転するようにしたので、リアクトルＬや、第１及び第２スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２等で構成されるパワーモジュールの小型化と低コスト化を実現することができる。また、昇圧比の増加が可能となり、更なる圧縮機のモーター６の運転範囲の拡大が可能となる。さらに、入力電圧Ｖｄｃの２倍での運転時にはリアクトルＬのリプル電流を低減でき、リアクトル損失の低減と電源系統に対するリプル電流の流出を抑えることができる。また、ＭＬＣ回路３の昇圧動作停止時の高調波電流の発生を抑制することができる。
　１　商用電源、２　三相整流器、３　ＭＬＣ回路、４　平滑コンデンサ、５　インバーター回路、６　圧縮機のモーター、７　制御回路、７ａ　入力電流ＡＤ変換部、７ｂ　母線電圧ＡＤ変換部、７ｃ　モーター電流ＡＤ変換部、７ｄ　昇圧モード切替部、７ｅ　ＭＬＣ制御部、７ｇ　変調度演算部、７ｆ　インバーター制御部、８　ＭＬＣ駆動回路、９　インバーター駆動回路、１０　入力電流検出部、１１　モーター電流検出部、１２　差動アンプ、Ｔｒ１　第１スイッチング素子、Ｔｒ２　第２スイッチング素子、Ｄ１　第１ダイオード、Ｄ２　第２ダイオード、Ｃ　コンデンサ、２０　電力変換装置。

Claims (18)

  1. 　交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、
    　前記整流回路により整流された入力電圧を昇圧する昇圧回路と、
    　前記昇圧回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
    　ＰＷＭ信号を生成するインバーター制御部と、
    　前記ＰＷＭ信号の入力に基づいて前記平滑コンデンサにより平滑された直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧をモーターに供給するインバーター回路と、
    　前記入力電圧の昇圧レベルを選択する少なくとも３つの昇圧モードを有し、冷凍サイクルを制御するために決定される前記モーターの運転状態に応じて昇圧モードを切り替える昇圧モード切替部と、
    　前記昇圧モード切替部の切り替えに基づいて前記昇圧回路を制御する昇圧制御部と
    を備えた電力変換装置。
  2. 　前記３つの昇圧モードは、最も昇圧レベルが低く前記入力電圧よりも高い昇圧レベルが設定された第１昇圧モードと、前記第１昇圧モードの昇圧レベルよりも高い昇圧レベルが設定された第２昇圧モードと、前記第２昇圧モードの昇圧レベルよりも高い昇圧レベルが設定された第３昇圧モードとに分けられ、
    　前記昇圧モード切替部は、前記昇圧回路により昇圧が行われていないときに、当該整流回路の入力電流が予め設定された閾値Ａを超えたときには、前記第１昇圧モードに切り替える請求項１記載の電力変換装置。
  3. 　前記昇圧モード切替部は、前記平滑コンデンサにより平滑された前記入力電圧に応じて算出された補正係数を有し、前記整流回路の入力電流と閾値Ａとを比較する際に、当該閾値Ａを前記補正係数により補正し、補正した閾値Ａを前記入力電流が超えたときに前記第１昇圧モードに切り替える請求項２記載の電力変換装置。
  4. 　前記昇圧モード切替部は、前記整流回路の入力電流に含まれる高調波成分に応じて算出された補正係数を有し、前記整流回路の入力電流と閾値Ａとを比較する際に、当該閾値Ａを前記補正係数により補正し、補正した閾値Ａを前記入力電流が超えたときに前記第１昇圧モードに切り替える請求項２記載の電力変換装置。
  5. 　前記昇圧モード切替部は、前記第１モードにおいて、前記整流回路の入力電流が前記閾値Ａよりも一定値低くなったときに、前記昇圧制御部における前記昇圧回路の昇圧動作を停止させる請求項２～４の何れか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記昇圧モード切替部は、前記第１モードにおいて、前記整流回路の入力電流が前記閾値Ａよりも一定値低く、かつ前記昇圧回路の昇圧動作の停止時に記録した前記モーターの運転周波数が前記第１モード時の当該モーターの運転周波数よりも高くなったときに、前記昇圧制御部における前記昇圧回路の昇圧動作を停止させる請求項２～４の何れか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記昇圧モード切替部は、前記第１モードにおいて、前記ＰＷＭ信号の変調度が予め設定された閾値Ｂを超えたときに、前記第２モードに切り替える請求項２～６の何れか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記昇圧モード切替部は、前記第１モードにおいて、前記ＰＷＭ信号の変調度が予め設定された閾値Ｂを超え、かつ前記第１モード時の前記モーターの回転数が予め設定された閾値Ｃよりも高いときに、前記第２モードに切り替える請求項２～６の何れか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記昇圧モード切替部は、前記第１モードにおいて、前記ＰＷＭ信号の変調度が予め設定された閾値Ｂを超え、かつ前記インバーター回路の出力電流が予め設定された閾値Ｄよりも大きいときに、前記第２モードに切り替える請求項２～６の何れか１項に記載の電力変換装置。
  10. 　前記昇圧モード切替部は、前記第１モードにおいて、前記ＰＷＭ信号の変調度が予め設定された閾値Ｂを超え、前記インバーター回路の出力電流が予め設定された閾値Ｄよりも大きく、かつ前記第１モード時の前記モーターの回転数が予め設定された閾値Ｃよりも高いときに、前記第２モードに切り替える請求項２～６の何れか１項に記載の電力変換装置。
  11. 　前記昇圧モード切替部は、前記第２モード時の前記モーターの回転数が前記第１モードから前記第２モードに切り替えた際の前記モーターの回転数よりも低くなったときに、前記第２モードから前記第１モードへ切り替える請求項７～１０の何れか１項に記載の電力変換装置。
  12. 　前記昇圧モード切替部は、前記第２モードにおいて、前記ＰＷＭ信号の変調度が予め設定された閾値Ｅを超えたときに、前記第３モードに切り替える請求項７～１１の何れか１項に記載の電力変換装置。
  13. 　前記昇圧モード切替部は、前記昇圧モード３での昇圧レベルが前記昇圧モード２で前記昇圧回路を駆動したときの昇圧レベルに戻ったときに、前記第３モードに切り替える請求項１２記載の電力変換装置。
  14. 　前記昇圧回路は、前記整流回路の出力間に直列に接続されたリアクトル、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトル及び前記第１スイッチング素子の接続点と前記平滑コンデンサとの間に挿入された直列接続の第１ダイオード及び第２ダイオードと、前記第２ダイオード及び前記第１スイッチング素子に並列に接続されたコンデンサとを備え、前記第１及び第２スイッチング素子と前記第１及び第２ダイオードとがワイドバンドギャップ半導体で構成されている請求項１～１３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  15. 　請求項１～１４に記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置のインバーター回路に接続されたモーターを有し、さらに、当該モーターの回転により冷媒回路上の冷媒を圧縮する圧縮機構部を有する圧縮機と
    を備えた空気調和装置。
  16. 　前記昇圧モード切替部は、前記第１モードにおいて、前記ＰＷＭ信号の変調度が予め設定された閾値Ｂを超え、かつ前記第１モード時の前記圧縮機の冷媒の圧力が予め設定された閾値Ｆよりも高いときに、前記第２モードに切り替える請求項１５記載の空気調和装置。
  17. 　前記昇圧モード切替部は、前記第１モードにおいて、前記ＰＷＭ信号の変調度が予め設定された閾値Ｂを超え、前記第１モード時の前記モーターの回転数が予め設定された閾値Ｃよりも高く、かつ前記第１モード時の前記圧縮機の冷媒の圧力が予め設定された閾値Ｆよりも高いときに、前記第２モードに切り替える請求項１５記載の空気調和装置。
  18. 　前記昇圧モード切替部は、前記第２モード時の前記モーターの回転数が前記第１モードから前記第２モードに切り替えた際の前記モーターの回転数よりも低く、かつ前記第１モード時の前記圧縮機の冷媒の圧力が予め設定された閾値Ｆよりも低いときに、前記第２モードから前記第１モードに切り替える請求項１５～１７の何れか１項に記載の空気調和装置。
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