WO2016098160A1 - 電力変換装置、圧縮機、送風機、および空気調和機 - Google Patents

Abstract

　電力変換装置は、整流器、昇圧回路、平滑コンデンサ、およびインバータ回路と共に、昇圧回路と平滑コンデンサとの間に並列接続され、昇圧回路のキャリア周波数成分によるリプル電流を吸収する吸収コンデンサと、吸収コンデンサと平滑コンデンサとの間に直列接続され、後段側に流れるリプル電流を抑制するフィルタ用リアクトルと、を有し、平滑コンデンサとフィルタ用リアクトルとによるＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分が、昇圧回路のキャリア周波数成分よりも小さくなるように設定されている。

Description

電力変換装置、圧縮機、送風機、および空気調和機

　本発明は、交流電源をもとに各種モータの駆動を制御する機能を備えた電力変換装置、圧縮機、送風機、および空気調和機に関する。

　従来より、商用電源等の交流電源から整流回路を用いて直流電圧を生成し、コンデンサにより平滑化した後、インバータ回路を用いて交流電圧に変換する電力変換装置が知られている。電力変換装置のうちで、各種モータの駆動を制御するモータ駆動制御装置は、例えば、空気調和機等に備わる圧縮機モータの駆動用電源として使用される。整流回路が交流から直流へと電圧を変換する場合には、電源周波数に起因した脈動電圧が発生する。このため、モータ駆動制御装置には、電圧を平滑化する電解コンデンサが接続される。また、モータ駆動制御装置では、急峻なサージ電圧を吸収するために、上記電解コンデンサと並列にスナバコンデンサ等が接続されることもある。

　圧縮機モータの駆動効率を向上させる目的で、整流回路とインバータ回路との間に、上記電解コンデンサを含む昇圧回路が設けられたモータ駆動制御装置が知られている（例えば特許文献１、２参照）。特許文献１または２のモータ駆動制御装置は、整流回路によって生成した直流電圧を昇圧回路によって昇圧させて、圧縮機モータに印加する電圧を大きくするものである。昇圧回路は、例えば、リアクトルと、逆流防止素子と、スイッチング素子と、電解コンデンサとを備えており、スイッチング素子のキャリア周波数は、トレードオフの関係にあるスイッチング素子のノイズと損失とが考慮され、数ｋＨｚ～数十ｋＨｚに設定される。

　また、インバータ回路のキャリア周波数成分によるリプル電流を低減する目的で、電解コンデンサと比較して同一コンデンサ容量あたりにおける電流耐量特性が優れるフィルムコンデンサを接続するという構成を採り、配線インダクタンスを利用することで電解コンデンサ側に流れるリプル電流を抑制する平滑回路も知られている（例えば特許文献３参照）。特許文献３には、インバータ回路を用いた電力変換装置が開示されている。

特開２０１２－１９６１４２号公報 特開２０１３－１８３５７１号公報 特開２０１４－０３０２８６号公報

　しかしながら、特許文献１または２のような回路構成において、昇圧回路のスイッチング素子が動作している状態では、電解コンデンサに流れるリプル電流は、スイッチング素子のキャリア周波数成分が支配的である。このため、電解コンデンサには、モータ駆動制御装置を備えた機器の消費電力が同一の場合でも、昇圧回路が動作していない状態の数倍程度のリプル電流が流れることがある。

　特に、電解コンデンサを用いた電力変換装置では、電解コンデンサの自己発熱によって寿命特性が悪化する。また、リプル電流の許容値を大きく超えた場合、内部の電解液が蒸発することにより、電解コンデンサに設けられた安全弁が動作して故障することがある。さらに、電解コンデンサに対してフィルムコンデンサを用いた場合、必要とする平滑能力、すなわち、直流電圧の平滑化に要するコンデンサ容量を満たそうとすると、装置が大型化するという課題がある。

　また、特許文献３における電力変換装置の三相整流器の出力側に昇圧回路を適用し、昇圧回路を用いて直流電流を増大させるように構成した場合、インバータ回路のキャリア周波数成分に起因したリプル電流のみならず、昇圧回路のキャリア周波数成分に起因したリプル電流も発生する。このため、昇圧回路が動作した場合、電解コンデンサ側に多くのリプル電流が流入してしまうといった課題がある。

　本発明は、上記のような課題を解決するためのものであり、昇圧回路動作時に平滑コンデンサに流れるリプル電流を抑制し、コンデンサ容量の低減による装置の小型化及び信頼性の向上を図ることができる電力変換装置、圧縮機、送風機、および空気調和機を提供することを目的とする。

　本発明に係る電力変換装置は、交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、昇圧リアクトルと逆流防止素子と昇圧スイッチング素子とを有し、整流器において整流された直流電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路によって昇圧された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、平滑コンデンサによって平滑化された直流電圧を、内包する複数のスイッチング素子の動作により交流電圧に変換するインバータ回路と、昇圧回路と平滑コンデンサとの間に並列接続され、昇圧回路のキャリア周波数成分によるリプル電流を吸収する吸収コンデンサと、吸収コンデンサと平滑コンデンサとの間に直列接続され、後段側に流れるリプル電流を抑制するフィルタ用リアクトルと、を有し、平滑コンデンサとフィルタ用リアクトルとによるＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分が、昇圧回路のキャリア周波数成分よりも小さくなるように設定されている。

　本発明は、昇圧回路と平滑コンデンサとの間に、昇圧回路のキャリア周波数成分によるリプル電流を吸収する吸収コンデンサと後段側に流れるリプル電流を抑制するフィルタ用リアクトルとを設け、平滑コンデンサとフィルタ用リアクトルとによるＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分が、昇圧回路のキャリア周波数成分よりも小さくなるように設定されているため、昇圧回路が動作したときの平滑コンデンサに流れるリプル電流を抑制することができる。

本発明の実施の形態１における電力変換装置を備えた空気調和機の回路構成を示す概略図である。 電解コンデンサの等価直列抵抗の周波数特性の一例を示すグラフである。 図１のフィルタ用リアクトルの半分のインダクタンス値を有する２つのリアクトルが、それぞれ直流電圧の正極側と負極側とに直列接続された電力変換装置を備えた空気調和機の概略図である。 本発明の実施の形態２における電力変換装置を備えた空気調和機の回路構成を示す概略図である。 本発明の実施の形態３における電力変換装置を備えた空気調和機の回路構成を示す概略図である。

［実施の形態１］
　図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置を備えた空気調和機の回路構成を示す概略図である。図１に示すように、空気調和機１１０は、交流電源１からの交流電源をもとに圧縮機３０の圧縮機モータ３０ａを駆動する電力変換装置５１と、圧縮機３０、凝縮器３１、減圧装置３２、および蒸発器３３が冷媒配管によって順次接続されて構成された冷凍サイクル回路６１と、を有している。

　電力変換装置５１は、交流電源１の交流電圧を整流し直流電圧に変換する整流器２を有している。整流器２は、例えば三相整流器からなり、整流用逆流防止素子３を６個用いてブリッジ接続されたものである。また、電力変換装置５１は、昇圧リアクトル５と、ファストリカバリダイオード等の逆流防止素子６と、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体で構成された昇圧スイッチング素子７とを備えた昇圧回路４を有している。昇圧回路４は、例えば一石昇圧回路からなり、整流器２から供給された直流電圧を昇圧するものである。

　電力変換装置５１は、昇圧回路４において昇圧された直流電圧のリプル電圧を平滑化する吸収コンデンサ８を有している。吸収コンデンサ８は、昇圧回路４のキャリア周波数成分によるリプル電流を吸収するものであり、昇圧回路４の出力側に並列接続されている。吸収コンデンサ８としては、同一体積比あたりのリプル電流の許容量が電解コンデンサよりも大きいフィルムコンデンサなどを採用する。また、電力変換装置５１は、吸収コンデンサ８の後段側に、昇圧回路４のキャリア周波数成分によるリプル電流を抑制するフィルタ用リアクトル９を有している。フィルタ用リアクトル９は、昇圧回路４のキャリア周波数成分によるリプル電流が後段側に流れることを抑制するものであり、フィルタ回路の役割を担っている。すなわち、フィルタ用リアクトル９は、昇圧回路４が動作しているときに発生するリプル電流が、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３に流入することを抑制するものである。また、電力変換装置５１によれば、フィルタ用リアクトル９のフィルタ効果により、配線インダクタンス成分を無視することができるため、コンデンサの配置場所などの制約を軽減することができる。

　電力変換装置５１は、フィルタ用リアクトル９から出力される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ１０と、圧縮機３０の圧縮機モータ３０ａを駆動するインバータ回路１４と、を有している。平滑コンデンサ１０は、例えば電解コンデンサからなる。インバータ回路１４は、ＩＧＢＴなどの半導体で構成されたスイッチング素子１５が６個接続された構成であり、各スイッチング素子１５はそれぞれ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体で構成されている。インバータ回路１４は、平滑コンデンサ１０によって平滑化された直流母線電圧を、内包する複数のスイッチング素子１５の動作により三相交流電圧に変換してモータに供給するものである。

　また、電力変換装置５１は、各スイッチング素子１５のオンオフ動作時に発生するサージ電圧を吸収するスナバコンデンサ１３を有している。スナバコンデンサ１３は、平滑コンデンサ１０とインバータ回路１４との間に並列接続されている。さらに、電力変換装置５１は、昇圧回路４の昇圧スイッチング素子７を制御する昇圧制御手段４０と、圧縮機モータ３０ａの回転数を制御する圧縮機インバータ制御手段４１と、を有している。昇圧制御手段４０および圧縮機インバータ制御手段４１は、マイクロコンピュータ等により構成される。

　昇圧制御手段４０は、直流電圧を予め設定された電圧値に近づけるように制御するものである。より具体的に、昇圧制御手段４０は、指令電圧と、センサ等により検出された平滑コンデンサ１０の両端もしくは昇圧回路４の出力における直流部の何れか一方の直流電圧値との差分を計算して比例積分制御（ＰＩ制御）を行うことにより、直流電圧が所望の電圧となるように制御するものである。また、昇圧制御手段４０は、センサ等により検出された昇圧リアクトル５に流れる電流の値に基づいてさらに電流制御を行うように構成してもよい。上記構成により、昇圧制御手段４０は、所望の直流電圧値が得られるようにオンデューティを決定し、昇圧スイッチング素子７のＰＷＭ制御を実行する。

　圧縮機インバータ制御手段４１は、インバータ回路１４を構成する６個のスイッチング素子１５それぞれに対するスイッチングのオン時間（オンデューティ）を算出し、算出したオンデューティに基づき、各スイッチング素子１５に対してＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行うものである。すなわち、圧縮機インバータ制御手段４１は、スイッチング素子１５のＰＷＭ制御を行うことにより、インバータ回路１４からの出力電圧の大きさを決定するものである。

　冷凍サイクル回路６１は、圧縮機３０と、圧縮機モータ３０ａの動力により圧縮された冷媒ガスを外気との熱交換により凝縮させて液化させる凝縮器３１と、冷媒の圧力を低下させる減圧装置３２と、減圧装置３２により減圧された冷媒を蒸発させる蒸発器３３とを有している。圧縮機３０、凝縮器３１、減圧装置３２、および蒸発器３３は、冷媒配管によって接続されている。冷媒配管内では、冷媒が循環するように構成されている。減圧装置３２は、電子リニア膨張弁（ＬＥＶ）などにより構成される。圧縮機モータ３０ａは、インバータ回路１４が発生する可変電圧および可変周波数の電圧によって回転数が制御される。すなわち、圧縮機インバータ制御手段４１は、所望の冷凍能力が得られるように圧縮機モータ３０ａの回転数を決定し制御するものである。より具体的には、圧縮機インバータ制御手段４１は、圧縮機モータ３０ａの回転数に比例した周波数の交流電圧を出力するように各スイッチング素子１５に対するＰＷＭ制御を実行するものである。

　なお、図１では、整流器２が、三相交流電源からなる交流電源１に対応する三相整流器である例を示しているが、整流器２として、単相交流電源に対応する単相整流器を採用してもよい。また、図１では、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータ回路１４を例示しているが、インバータ回路１４として、直流電圧を単相交流電圧に変換する構成を採用してもよい。

　ここで、昇圧回路４の内部構成に係る動作を説明する。交流電源１の交流電圧は、整流器２により直流電圧に変換され、整流器２から出力された直流電圧が昇圧回路４に入力される。昇圧回路４が停止している状態、すなわち昇圧スイッチング素子７が定常的にオフとなっている状態では、整流器２によって変換された直流電圧が、昇圧リアクトル５と逆流防止素子６とを通って後段側に供給される。したがって、整流器２の出力電圧から、昇圧リアクトル５のインピーダンスおよび逆流防止素子６による電圧降下分を差し引いた電圧が、後段側へ供給されることになる。

　一方、昇圧回路４が動作している状態にあっては、昇圧制御手段４０が昇圧スイッチング素子７をオンにすると、逆流防止素子６には電流が流れず、整流器２の出力電圧が、昇圧リアクトル５を介して昇圧スイッチング素子７により短絡されることになる。また、昇圧制御手段４０が昇圧スイッチング素子７をオフにすると、逆流防止素子６が導通し、電流が後段側へ流れることになる。

　次に、昇圧リアクトル５の磁気エネルギーに基づく昇圧回路４の昇圧動作について説明する。まず、昇圧制御手段４０が昇圧スイッチング素子７をオンにすると、昇圧リアクトル５に流れる電流による磁気エネルギーが昇圧回路４に蓄積される。そして、昇圧制御手段４０が昇圧スイッチング素子７をオフにすると、昇圧回路４に蓄積されている磁気エネルギーが後段側へ移送される。具体的には、昇圧制御手段４０によって昇圧スイッチング素子７がオフにされた際に、昇圧リアクトル５には逆向きの誘起電圧が生じるため、昇圧リアクトル５に生じた誘起電圧に整流器２の出力電圧が加算された電圧が、後段側へ印加されることになる。昇圧制御手段４０が、上記のような昇圧スイッチング素子７のオンオフ動作を繰り返すことにより、後段側の電圧を昇圧させることができる。

　続いて、昇圧制御手段４０による昇圧スイッチング素子７のＰＷＭ制御の動作について説明する。昇圧制御手段４０は、指令電圧と、センサ等により検出された平滑コンデンサ１０の両端もしくは昇圧回路４の出力における直流部の何れか一方の直流電圧値との差分を計算してＰＩ制御を行うことにより、直流電圧が予め設定された所望の電圧となるように制御する。さらに、昇圧リアクトル５の電流値を用いる制御構成を採った場合、昇圧制御手段４０は、センサ等により検出された昇圧リアクトル５の電流値と、直流電圧のＰＩ制御によって得られる制御量との差分を計算し、計算した差分に基づいて電流のＰＩ制御を行う。

　昇圧制御手段４０は、上記動作により、所望の直流電圧値が得られるようにオンデューティを決定し、昇圧スイッチング素子７のＰＷＭ制御を実行する。各構成部材での損失が生じなければ、オンデューティが大きければ大きいほど昇圧率は大きくなり、直流電圧値は高くなる。しかしながら、半導体で構成された昇圧スイッチング素子７においては、スイッチングの動作に起因したスイッチング損失、およびオンしている間の昇圧スイッチング素子７に流れる電流によって発生する導通損失が生じる。また、昇圧回路４の動作に応じて、スイッチング損失および導通損失は増加することになる。このため、オンデューティの増大に応じて、昇圧率が単純に大きくなるわけではなく、直流電圧値が単純に高くなるわけではない。

　そこで、本実施の形態１における電力変換装置５１では、直流電圧の昇圧動作が必要な過変調領域において昇圧回路４を動作させるという構成を採ることで、電力変換装置５１の運転効率の向上を図っている。ここで、スイッチング損失とは、昇圧制御手段４０が、昇圧スイッチング素子７をオンからオフに切り替える時、またはオフからオンに切り替える時に発生する損失をいう。

　次に、直流電圧の昇圧動作が必要な過変調領域について説明する。まず、昇圧回路４が停止している状態、すなわち昇圧スイッチング素子７が定常的にオフとなっている状態において、平滑コンデンサ１０に充電される電圧は、交流電源１のピーク値程度の直流電圧となり、具体的には、交流電源１の電圧実効値の約２^１／２倍程度となる。インバータ回路１４は、平滑コンデンサ１０に充電される直流電圧を入力値とし、圧縮機インバータ制御手段４１によってＰＷＭ制御される。そして、インバータ回路１４が出力する線間電圧の実効値は、直流電圧の約（１／２）^１／２倍程度となる。すなわち、インバータ回路１４が出力できる線間電圧の実効値の上限は、交流電源１の電圧値によって制約されている。

　圧縮機インバータ制御手段４１は、各スイッチング素子１５のオンデューティを変えることにより、インバータ回路１４からの出力電圧のパルス幅を変化させ、等価的に電圧の大きさを制御することができる。圧縮機モータ３０ａの回転数が大きくなると、モータ巻線と磁束変化によって生じる誘起電圧が大きくなるため、インバータ回路１４も同等の電圧を出力する必要がある。したがって、圧縮機インバータ制御手段４１は、インバータ回路１４からの出力電圧を、圧縮機モータ３０ａの回転数に概ね比例して増大させるようにＰＷＭ制御を行う。

　ところで、インバータ回路１４による出力電圧は、前述したように、交流電源１の電圧によって制約される。このため、インバータ回路１４からの出力電圧が飽和した場合に、圧縮機モータ３０ａの回転数を増大させる必要が生じると、回転数の増大に要する電力を得るために、圧縮機モータ３０ａに流れる電流を増加しなければならない。しかしながら、圧縮機モータ３０ａに流れる電流が増加すると、圧縮機モータ３０ａ内で生じる損失およびインバータ回路１４を構成する各スイッチング素子１５の損失が増加するため、空気調和機１１０の運転効率が低下することになる。

　そこで、本実施の形態１では、インバータ回路１４からの出力電圧が飽和している領域を、直流電圧の昇圧動作が必要な過変調領域とし、電力変換装置５１では、過変調領域において昇圧回路４を動作させる。すなわち、昇圧制御手段４０は、インバータ回路１４からの出力電圧が過変調領域にある状況下において、昇圧回路４の動作制御を実行する。より具体的に、昇圧制御手段４０は、インバータ回路１４からの出力電圧が、過変調領域の開始時を決めるための第１閾値にまで上昇した際に、過変調領域に到達したと判定し、昇圧回路４の動作制御を開始する。また、昇圧制御手段４０は、昇圧回路４の動作時において、インバータ回路１４からの出力電圧が、過変調領域の終了時を決めるための第２閾値にまで下降した際に、過変調領域を脱したと判定し、昇圧回路４の動作制御を終了する。上記では、第１閾値と第２閾値とが異なる値に設定された場合を例示しているが、第１閾値と第２閾値とは、同じ値に設定されていてもよい。また、第１閾値と第２閾値とは、インバータ回路１４からの出力電圧が飽和する際の電圧値より一定数だけ小さく設定される。もっとも、第１閾値および第２閾値の少なくとも一方が、インバータ回路１４からの出力電圧が飽和する際の電圧値と同じ値に設定されていてもよい。

　昇圧制御手段４０が昇圧回路４の動作を制御することにより、圧縮機モータ３０ａの高回転数領域においても、直流電圧を適宜昇圧させることができるため、インバータ回路１４からの必要十分な出力電圧を確保することができ、圧縮機モータ３０ａに流れる電流の増加を防ぐことができる。したがって、圧縮機モータ３０ａ内の損失増加を抑制し、空気調和機１１０の運転効率の向上を図ることができる。

　電力変換装置５１を構成する各電気部品および回路定数の選定は、昇圧回路４が停止している状態（動作していない状態）と、昇圧回路４が動作している状態との２つの状態を想定して行われる。まず、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流について、昇圧回路４が停止している状態と昇圧回路４が動作している状態とに分けて説明する。

　昇圧回路４が停止している状態では、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流の周波数成分は、インバータ回路１４のキャリア周波数と交流電源１の周波数ｆとに起因する。インバータ回路１４のキャリア周波数は、空気調和機１１０の圧縮機モータ３０ａを駆動する用途であれば、互いにトレードオフの関係にあるスイッチング素子１５のスイッチング損失の抑制と、スイッチングノイズの抑制とのバランスを考慮して、数ｋＨｚ～数十ｋＨｚ程度に設定される。また、交流電源１の周波数ｆは、５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚであるが、整流器２により変換された直流電圧は、交流電源１の周波数ｆの６倍の電圧脈動が発生する。ここで、整流器２の出力電圧における交流電源１の６倍の周波数を、電源周波数の６ｆ成分と称する。

　ところで、各種コンデンサに流れる電流は、下記の算出式（１）によって求めることができる。下記式（１）のように、コンデンサに流れる電流Ｉは、コンデンサ容量Ｃとコンデンサに印加される電圧Ｖの時間的変化（時間微分）との積で表されることから、コンデンサに電流が流れると、コンデンサの内部抵抗である等価直列抵抗（ＥＳＲ）によって損失が発生し発熱が大きくなる。

　一般的に、電解コンデンサは、フィルムコンデンサと比べてＥＳＲが大きいことが知られている。このため、過大な電流が電解コンデンサに流れると、内部が発熱して電解液が蒸発し、電解コンデンサの寿命が縮まることになる。また、内部発熱に起因した電解液の蒸発圧力により、電解コンデンサに設けられた圧力弁が動作して故障に至る場合がある。

　図２は、電解コンデンサの等価直列抵抗の周波数特性の一例を示すグラフである。図２を参照すると、電解コンデンサのＥＳＲは、周波数に依存する特性をもっており、周波数が小さくなるほどＥＳＲが大きくなることが分かる。したがって、電解コンデンサにおいては、印加されるリプル電圧の周波数成分が小さいほどＥＳＲが大きくなり、電解コンデンサの内部発熱が大きくなる。

　ここで、電力変換装置５１の平滑コンデンサ１０として、電解コンデンサを採用した場合を想定する。昇圧回路４が停止している状態では、印加されるリプル電圧の周波数成分は、電源周波数の６ｆ成分とインバータ回路１４のキャリア周波数成分とを含んでいる。リプル電流の周波数成分の大きさは、電源周波数の６ｆ成分の方が相対的に小さいため、電源周波数の６ｆ成分の方が平滑コンデンサ１０の発熱に寄与する割合が大きくなるという特性がある。

　次に、昇圧回路４が動作している状態において、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流について説明する。昇圧スイッチング素子７がオンされた状態では、交流電源１から負荷へのエネルギーの供給がなくなる。このため、電力変換装置５１においては、圧縮機モータ３０ａにエネルギーを途絶えることなく供給するために、平滑コンデンサ１０に蓄えられた静電エネルギーが負荷へと供給されることになる。すなわち、昇圧スイッチング素子７がオンされた状態では、平滑コンデンサ１０に蓄えられた電荷の減少に伴って、平滑コンデンサ１０の電圧が減少していくことになる。

　一方、昇圧スイッチング素子７がオフにされた状態では、前述したように、整流器２の出力電圧と、昇圧リアクトル５に蓄えられた磁気エネルギーとが加算された電圧が、平滑コンデンサ１０およびインバータ回路１４へ供給されることになる。すなわち、昇圧スイッチング素子７がオフにされた状態では、平滑コンデンサ１０に電荷が蓄えられ、平滑コンデンサ１０の電圧が一定値まで上昇していくことになる。

　上記オンオフ動作をまとめると、昇圧スイッチング素子７がオンまたはオフされるタイミングによって、平滑コンデンサ１０の電圧が減少と増加とを繰り返すことになり、式（１）で示すとおり、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流は、電圧の時間的変化量（微分）に比例するため増加していく。また、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流は、昇圧制御手段４０によって決定される昇圧回路４のキャリア周波数（昇圧スイッチング素子７のキャリア周波数）に応じて変化する。すなわち、昇圧回路４が動作している状態では、昇圧回路４のキャリア周波数が、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流の主成分となる。昇圧回路４のキャリア周波数は、一般に数ｋＨｚ～数十ｋＨｚで制御される。

　昇圧回路４が停止している状態に比べ、昇圧回路４が動作している状態においては、平滑コンデンサ１０の両端電圧が所望の電圧値となるように制御することができる。このため、交流電源１の周波数ｆに依存する成分が消えることから、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流は、昇圧回路４およびインバータ回路１４のそれぞれのキャリア周波数成分に依存することとなる。

　また、上記式（１）で表されるように、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流は、コンデンサ電圧の時間的変化量（微分）に比例する。コンデンサ電圧の時間的変化量に及ぼす影響は、インバータ回路１４のスイッチングよりも昇圧回路４のスイッチングの方が大きくなる。このため、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流の配分については、「昇圧回路４のキャリア周波数成分＞インバータ回路１４のキャリア周波数成分」の関係が成立する。

　また、電解コンデンサと同様に、平滑回路を構成するフィルムコンデンサは、周波数特性が高く、高周波成分の電圧変動を吸収するのに適しており、スイッチングサージを吸収する目的でスナバコンデンサとして用いられることがある。一般に、スナバ用途としては、０．１ｕＦ～数ｕＦ程度の容量をもつフィルムコンデンサが選定される。フィルムコンデンサは、電解コンデンサと比較した場合に、同一コンデンサ容量または同一体積比率におけるリプル電流許容値が大きいといった特徴をもつ。フィルムコンデンサが、平滑回路の構成として電解コンデンサに並列接続された場合、コンデンサの容量比によって電流が分流されるため、フィルムコンデンサで構成されたスナバコンデンサよりもコンデンサ容量の大きい電解コンデンサ側に大きな電流が流れることになる。

　本実施の形態１における電力変換装置５１の回路構成において、スナバコンデンサ１３は、平滑コンデンサ１０とインバータ回路１４との間に並列接続され、平滑コンデンサ１０は、インバータ回路１４からみると、スナバコンデンサ１３よりも離れて配置されている。このため、平滑コンデンサ１０に接続される第１配線インダクタンス１１が、スナバコンデンサ１３に接続される第２配線インダクタンス１２よりも大きくなる。ここで、第１配線インダクタンス１１とは、フィルタ用リアクトル９と平滑コンデンサ１０との間を接続する配線のインダクタンス成分である。また、第２配線インダクタンス１２とは、第１配線インダクタンス１１と、平滑コンデンサ１０とスナバコンデンサ１３との間の配線等がもつインダクタンス成分である。

　各配線インダクタンス１１および１２のインピーダンスは、角周波数ωとインダクタンスＬとの積で表される。昇圧回路４が動作している状態において、各配線インダクタンス１１および１２に印加される電圧については、昇圧回路４のキャリア周波数成分が支配的となるため、各配線インダクタンス１１および１２のインピーダンスは無視できなくなる。すなわち、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３に流れるリプル電流の分流比率が、コンデンサ容量比から得られる分流比率ではなくなるため、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３のそれぞれに対して許容値以上の電流が流れる場合がある。したがって、各配線インダクタンス１１および１２をも考慮した回路モデルを構築し、部品選定を行う必要が生じる。さらに、配線長によっては、各配線インダクタンス１１および１２と各コンデンサ容量間において共振電流が流れ、通常流れるリプル電流の数倍以上の電流が増える場合もあるため、共振が発生しないように配線長および各コンデンサ容量を決定する必要がある。

　また、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３の部品選定は、電力変換装置５１における最大運転時、具体的には入力電力が最も大きくなり、かつ部品周囲温度が高くなる条件を想定し、部品許容値に付加するマージンを考慮した上で、リプル電流の最大値に対して部品温度および部品寿命が期待値を満足するように行う。すなわち、平滑コンデンサ１０とスナバコンデンサ１３の部品選定は、昇圧回路４の動作状態と停止状態とを比較して、リプル電流による平滑コンデンサ１０の発熱が、より大きくなる動作条件を踏まえて行う必要がある。

　ここで、昇圧回路４が動作している状態では、昇圧回路４が停止している状態に比べると、圧縮機モータ３０ａの回転数が大きくなり、入力電力も大きくなる。したがって、昇圧回路４が動作している状態の方が、平滑コンデンサ１０のリプル電流による発熱が大きくなるため、寿命が低下するといえる。さらに入力電力が増加した場合には、その他の電気部品の発熱量も増加し、部品周囲温度が高くなるため、平滑コンデンサ１０の寿命特性はより悪化することになる。よって、平滑コンデンサ１０とスナバコンデンサ１３は、上記動作条件、特に昇圧回路４が動作している状態を想定し、部品寿命および部品温度が規定範囲内に収まるように選定する必要がある。

　各コンデンサの寿命低下を抑制する手法としては、許容温度が高い部品、もしくは許容電流が大きい部品を選定するという手法、またはコンデンサの並列数を増やすことにより、一つあたりのコンデンサに流れるリプル電流を低減させて規定範囲内に抑えるという手法がある。しかしながら、上記何れの手法を採用しても、コストの増加および装置の大型化につながるという課題がある。

　各部品の周囲温度および限られた配置スペースといった装置上の制約により、電解コンデンサの配置がパワーモジュールから遠くなる場合には、電解コンデンサに接続される配線等のインピーダンスの影響がより大きくなる。このため、並列接続された各コンデンサに流れるリプル電流の分流比率が、各コンデンサの静電容量比による分流比率ではなくなることから、配線インダクタンスを考慮した回路モデルを構築し、リプル電流が部品の許容値を超えないように部品を選定する必要が生じる。

　この点、本実施の形態１の電力変換装置５１は、昇圧回路４と平滑コンデンサ１０との間に、昇圧回路４の動作に伴って増加するリプル電流を吸収する吸収コンデンサ８と、フィルタの役割を担い、後段側に流れるリプル電流を抑制するフィルタ用リアクトル９とを有するため、各コンデンサに流れるリプル電流の分流比率を改善することができ、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３に流れるリプル電流を抑制することができる。

　ここで、具体的に、吸収コンデンサ８とフィルタ用リアクトル９との動作について説明する。吸収コンデンサ８は、上述したように、電解コンデンサよりも同一体積あたりの容量リプル電流が大きいコンデンサである。吸収コンデンサ８としては、例えばフィルムコンデンサを採用する。

　フィルタ用リアクトル９は、昇圧回路４のキャリア周波数によって発生するリプル電流を後段側に流さないように選定する必要がある。この点、昇圧回路４のキャリア周波数成分に対して、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３の合計コンデンサ容量とフィルタ用リアクトル９のインダクタンスとによるＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分を十分小さく設定しておけば、昇圧回路４から吸収コンデンサ８の後段側をみた場合にインピーダンスが大きくなるため、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３に流れるリプル電流を低減することができる。

　すなわち、本実施の形態１では、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３の合計コンデンサ容量とフィルタ用リアクトル９のインダクタンス値とによるＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分が、昇圧回路４のキャリア周波数成分よりも小さくなるように設定されている。より具体的には、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３の合計コンデンサ容量とフィルタ用リアクトル９のインダクタンス値とによるＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分が、昇圧回路４のキャリア周波数成分よりも小さく、かつ上記ＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分と昇圧回路４のキャリア周波数成分との差分が、予め決められた差分基準値よりも大きくなるように設定されている。差分基準値は、上記ＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分が、昇圧回路４のキャリア周波数成分よりも十分に小さくなるように設定される。これにより、昇圧回路４から後段側をみたインピーダンスが大きくなることから、昇圧回路４のキャリア周波数成分によるリプル電流を十分に減衰させることができる。

　例えば、昇圧回路４のキャリア周波数が２０ｋＨｚ、平滑コンデンサ１０の静電容量が４０００ｕＦ程度であれば、フィルタ用リアクトル９のインダクタンス値を数十ｕＨとすることにより、昇圧回路４のキャリア周波数成分によるリプル電流を十分に減衰させることができる。このように、フィルタ用リアクトル９の回路定数は、昇圧回路４のキャリア周波数成分によるリプル電流を十分に減衰できるように選定される。また、吸収コンデンサ８の回路定数については、昇圧回路４のキャリア周波数成分によるリプル電流を十分吸収できるような定格電流の部品を選定し、吸収コンデンサ８に流れるリプル電流と後段側に流れるリプル電流との分流比を予めシミュレーション等により計算することで、各部品の電流値が定格以内となるように、最適な静電容量値を選定すればよい。

　フィルタ用リアクトル９は、昇圧回路４の出力電圧、すなわち昇圧された電圧に接続される回路構成であるため、電力変換装置５１の負荷（入力電力）が一定の場合、フィルタ用リアクトル９に流れる電流は昇圧されている分だけ減少する。

　一般に、リアクトルの部品形状の大きさは、流れる電流容量に比例する関係にあるため、昇圧率を大きくするほど電流が小さくなり、フィルタ用リアクトル９を小型化することができる。従来の回路構成では、昇圧率を大きくすれば、電解コンデンサに流れるリプル電流が増加するため、電解コンデンサが大型化する必要がある。これに対し、本実施の形態１の回路構成であれば、昇圧率が大きくなった場合でも、吸収コンデンサ８による直流電圧の平滑化とフィルタ用リアクトル９によるリプル電流の吸収作用により、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流が増加することはなく、フィルタ用リアクトル９の小型化が図れるため、装置の大型化を防ぐことができる。

　ところで、図１には、電力変換装置５１がスナバコンデンサ１３を有する例を示すが、電力変換装置５１は、スナバコンデンサ１３を有しない構成としてもよい。かかる構成の場合、平滑コンデンサ１０とフィルタ用リアクトル９とによるＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分が、昇圧回路４のキャリア周波数成分よりも小さくなるように設定する。具体的には、上記ＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分と昇圧回路４のキャリア周波数成分との差分が、予め決められた基準値よりも大きくなるように設定することで、ＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分が、昇圧回路４のキャリア周波数成分よりも十分小さくなるという設定を実現する。これにより、昇圧回路４から後段側をみたインピーダンスが大きくなるため、昇圧回路４のキャリア周波数成分によるリプル電流を十分に減衰させることができる。

　図３は、図１のフィルタ用リアクトル９の半分のインダクタンス値を有する２つのリアクトルが、それぞれ直流電圧の正極側と負極側とに直列接続された電力変換装置５１Ａを備えた空気調和機１１０Ａの概略図である。電力変換装置５１Ａのフィルタ用リアクトルは、同一のリアクタンス値を有する２つのリアクトル９ａ、９ｂからなる。すなわち、電力変換装置５１Ａは、直流電圧の正極側に直列接続された第１リアクトル９ａと、直流電圧の負極側に直列接続された第２リアクトル９ｂと、を有している。

　フィルタ用リアクトル９のインダクタンス値は、上記のように、カットオフ周波数に基づいて決定することができる。第１リアクトル９ａおよび第２リアクトル９ｂのインダクタンス値は、何れも、上記により決定されたフィルタ用リアクトル９のインダクタンス値の半分の値をとなるように設定される。すなわち、電力変換装置５１Ａにおいては、フィルタ用リアクトル９の半分のインダクタンス値を有する第１リアクトル９ａおよび第２リアクトル９ｂが、直流電圧の正極側および負極側にそれぞれ直列接続されている。かかる構成によれば、カットオフ周波数から決定されるフィルタ用リアクトル９のインダクタンス値が、第１リアクトル９ａと第２リアクトル９ｂとの合計インダクタンス値によって保持され、かつ互いの結合容量をキャンセルさせることができるため、機器のノイズの低減を図ることができる。

　電力変換装置５１における平滑コンデンサ１０の部品選定については、昇圧回路４が動作している状態と停止している状態とにおけるリプル電流を計測し、高い方のリプル電流にあわせて部品を選定すればよい。例えば、昇圧回路４が停止している状態の方が、昇圧回路４が動作している状態よりも、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流が小さければ、昇圧回路４が動作している状態に合わせて平滑コンデンサ１０の許容電流、耐熱温度、および静電容量を選定すればよい。前述したとおり、昇圧回路４の動作開始条件は、インバータ回路１４の出力電圧が過変調領域に到達したときである。したがって、昇圧制御手段４０は、インバータ回路１４からの出力電圧が飽和する直前に昇圧回路４を動作させる場合が多い。すなわち、昇圧制御手段４０は、電力変換装置５１の入力電力が最大値に到達する直前に昇圧回路４を動作させる。このため、昇圧機能を搭載していない従来技術の電力変換装置と比較しても、吸収コンデンサ８およびフィルタ用リアクトル９によるリプル電流の抑制作用により、平滑コンデンサ１０の容量およびコストを低減することができる。

　また、電力変換装置５１において、昇圧スイッチング素子７および逆流防止素子６のうちの少なくとも一方は、炭化珪素を用いた素子、窒化ガリウム系材料を用いた素子、またはダイヤモンドを用いた素子のような、ワイドバンドギャップ半導体で構成されていてもよい。そして、昇圧回路４のキャリア周波数は、昇圧スイッチング素子７および逆流防止素子６のうちの少なくとも一方を構成するワイドバンドギャップ半導体のバンドギャップをもとに設定してもよい。また、上記のように設定された昇圧回路４のキャリア周波数に基づいて、昇圧リアクトル５、吸収コンデンサ８、および平滑コンデンサ１０の回路定数を設定してもよい。

　昇圧スイッチング素子７および逆流防止素子６のうちの少なくとも一方が、ワイドバンドギャップ半導体からなる構成を採れば、昇圧回路４のキャリア周波数を大きくすることができ、フィルタ回路を構成する吸収コンデンサ８および平滑コンデンサ１０のコンデンサ容量値とフィルタ用リアクトル９のインダクタンス値とを、さらに小さくすることができる。よって、かかる構成によれば、更なる部品の小型化、および低コスト化を図ることができる。

　また、昇圧回路４とインバータ回路１４とが一体式のパワーモジュールで構成されていても、別々のモジュールで構成されていてもよい。後者の場合は、吸収コンデンサ８を、昇圧回路４の昇圧スイッチング素子７のオンオフ時に発生するサージ電圧を吸収するスナバコンデンサとして用いることもできる。

　ところで、従来技術の回路構成では、昇圧回路４の昇圧動作時に、各配線インダクタンス１１および１２のインピーダンスによって、平滑コンデンサ１０とスナバコンデンサ１３の分流比率がコンデンサ容量比による分流比率とはならない。このため、各配線インダクタンス１１および１２も考慮した回路系を構築する必要があり、パターン設計が難しいという課題がある。特に、各コンデンサに印加される脈動電圧（リプル電圧）が、数ｋＨｚ～数十ｋＨｚのような高周波成分を主成分とする状態になると、各コンデンサに流れるリプル電流の分流比率が、各コンデンサまでの配線のインダクタンス成分による影響を強く受けることになる。すなわち、高周波成分が支配的なリプル電圧が、電解コンデンサと、フィルムコンデンサ等で構成されるスナバコンデンサとに印加されると、配線等のインダクタンス成分の影響により、各コンデンサに流れる電流成分が、理想的なコンデンサ容量（静電容量）の比率に応じた分流比ではなくなるため、配線等の設計および部品配置が制約されるという課題がある。

　また、従来の回路構成では、寿命特性の改善を図るために、耐熱温度の高い電解コンデンサを選定したり、リプル電流を低減するために、電解コンデンサの並列数を増やしたりといった対策をとる必要がある。すなわち、従来の回路構成では、電圧を平滑化するという本来の目的達成に要するコンデンサ容量を上回るコンデンサが必要となるため、電力変換装置のコスト増加および大型化につながるといった課題がある。また、昇圧回路が動作している状態では、スイッチング素子のキャリア周波数が主成分となるリプル電流が電解コンデンサに流れるため、昇圧回路が動作していない状態の数倍程度のリプル電流が流れることがある。

　これに対し、電力変換装置５１では、従来の電力変換装置における昇圧回路４と平滑コンデンサ１０との間に、昇圧回路４のキャリア周波数に依存するリプル電流を吸収する吸収コンデンサ８と、リプル電流を抑制するフィルタ用リアクトル９とが追加されている。また、吸収コンデンサ８とフィルタ用リアクトル９とによるＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分が、昇圧回路４のキャリア周波数成分よりも小さくなるように設定されている。このため、昇圧回路４から後段側をみた場合にインピーダンスが大きくなることから、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流を抑制することができ、平滑コンデンサ１０の静電容量を低減することができる。すなわち、フィルムコンデンサ等からなる吸収コンデンサ８が昇圧回路４の後段に配置され、後段側へ流れるリプル電流を抑制するフィルタ用リアクトル９が吸収コンデンサ８の後段側に配置された電力変換装置５１によれば、平滑コンデンサ１０、スナバコンデンサ１３に流れるリプル電流を抑制することができるため、平滑コンデンサ１０の静電容量および許容電流の低減を図り、省スペース化と低コスト化とを実現することができる。

　また、従来の回路構成では、各部品の周囲温度および限られた配置スペースといった装置上の制約により、電解コンデンサの配置がパワーモジュールから遠くなる場合、各コンデンサに接続される配線等のインピーダンスの影響がさらに大きくなる。このため、並列接続された各コンデンサに流れる分流比率が、各コンデンサの静電容量比による分流比率ではなくなる。これに対し、本実施の形態１の電力変換装置５１には、昇圧回路４と平滑コンデンサ１０との間に、リプル電流を吸収し抑制する吸収コンデンサ８およびフィルタ用リアクトル９が設けられているため、直流電圧を平滑化する各部材を接続する配線等のインピーダンス成分による影響を小さくすることができる。したがって、コンデンサ容量を低減すると共に、部品配置の基板パターン設計の制約事項を減らすことができ、従来のように、配線インダクタンスを考慮した回路モデルを構築する必要がなくなる。併せて、リプル電流が部品の許容値を超えないようにマージンを大きく設けて部品を選定する必要がなくなる。さらに、電力変換装置５１によれば、従来の回路構成に比べてコンデンサ容量の低減を図ることができ、かつフィルタ用リアクトル９のインダクタンス成分によって電流変動を抑制することができるため、突入電流に対する耐力を向上させることができる。

　なお、昇圧制御手段４０が、昇圧回路４のキャリア周波数を、予め設定された可変範囲内において変更する機能を有するように構成し、上記ＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数が、可変範囲内の下限値におけるキャリア周波数よりも小さくなるように設定してもよい。また、電力変換装置５１が、例えば送風機のファンモータを駆動するように構成してもよい。

［実施の形態２］
　図４は、本発明の実施の形態２における電力変換装置を備えた空気調和機の回路構成を示す概略図である。電力変換装置５２の平滑コンデンサ１０には、複数のインバータ回路が並列接続されている点に特徴がある。したがって、前述した実施の形態１の空気調和機１１０と同一の構成部材については同一の符号を用いるものとし、以下では、実施の形態１とは異なる構成および動作について説明する。

　図４に示すように、電力変換装置５２の平滑コンデンサ１０には、インバータ回路１４とファンインバータ回路２１とが並列接続されている。すなわち、電力変換装置５２は、インバータ回路１４に対して、ファン駆動用のファンインバータ回路２１が並列接続されたものである。

　例えば、実施の形態１の空気調和機１１０に対し、ファン駆動用のファンインバータ回路を付加しようとする際に、インバータ回路１４と同一基板上にファンインバータ回路を実装することが困難な場合、または空気調和機１１０上の配置制約によって平滑コンデンサ１０から離れた場所にファンインバータ回路を設置するような場合には、図４に示すように、平滑コンデンサ１０から配線を介してファンインバータ回路を並列接続する必要がある。

　本実施の形態２における空気調和機１２０は、上記のような場合を想定した回路構成を採っており、交流電源１からの交流電源をもとに圧縮機モータ３０ａおよびファンモータ３５を駆動する電力変換装置５２と、冷凍サイクル回路６１と、凝縮器３１に併設された送風機３４と、を有している。

　送風機３４は、ファンインバータ回路２１によって駆動されるファンモータ３５と、ファンモータ３５を動力源として回転し、凝縮器３１に送風するファン３６と、を有している。すなわち、送風機３４は、ファンモータ３５を動力源としてファン３６を回転させ、圧縮機３０によって圧縮された冷媒ガスを外気と効率よく熱交換させて凝縮させるものである。もっとも、送風機３４が、蒸発器３３に併設され、ファン３６が蒸発器３３に送風するように構成してもよい。

　電力変換装置５２は、インバータ回路１４と同様に、ＩＧＢＴを材料としたファンスイッチング素子２０を６個用いた回路で構成されたファンインバータ回路２１と、ファンインバータ回路２１の各ファンスイッチング素子２０に対してＰＷＭ制御を行うことで、ファンモータ３５の回転数を制御するファンインバータ制御手段４２と、を有している。

　また、電力変換装置５２は、直流電圧を安定させるために接続された並列平滑コンデンサ１８と、各ファンスイッチング素子２０のオンオフ動作時に発生する急峻なサージ電圧を吸収する並列スナバコンデンサ１９と、を有している。並列平滑コンデンサ１８は、例えば、ファンインバータ回路２１を平滑コンデンサ１０等から離れた場所に接続する場合に、直流電圧を安定させるための構成部材であり、平滑コンデンサ１０と同様に直流電圧を平滑化するものである。ここで、第３配線インダクタンス１６は、ファンインバータ回路２１を接続するための配線等のインダクタンス成分であり、第４配線インダクタンス１７は、並列スナバコンデンサ１９を接続するための配線等のインダクタンス成分である。

　ファンインバータ回路２１は、インバータ回路１４に対して昇圧回路４の出力部から並列接続されており、凝縮器３１に併設されたファン３６の動力源であるファンモータ３５を回転駆動するものである。ファンモータ３５の回転数は、ファンインバータ制御手段４２が、冷凍サイクル回路６１によって所望の冷凍能力が得られるように決定する。すなわち、ファンインバータ制御手段４２が、ファンインバータ回路２１に対してＰＷＭ制御を行うことで、ファンインバータ回路２１が可変周波数および可変電圧を出力してファンモータ３５の回転数を制御し、ファン３６の風量を制御するように構成されている。

　ファンインバータ回路２１は、ファンモータ３５の駆動用であるため、トレードオフの関係にあるスイッチングノイズとスイッチング損失とを考慮して、数ｋＨｚ～数十ｋＨｚに設定される。すなわち、送風機３４を駆動させる用途であるファンインバータ回路２１では、圧縮機３０を駆動させる用途であるインバータ回路１４よりもキャリア周波数が高めに設定される。もっとも、ファンインバータ回路２１のキャリア周波数は適宜変更するようにしてもよい。

　ところで、本実施の形態２の電力変換装置５２には、実施の形態１と同様の回路構成とファンインバータ回路２１との間に、平滑コンデンサ１０に対して並列接続される並列平滑コンデンサ１８と、ファンスイッチング素子２０のオンオフ動作時に発生する急峻なサージ電圧を吸収する並列スナバコンデンサ１９とが設けられている。このため、昇圧回路４が動作した場合には、昇圧回路４のキャリア周波数成分によるリプル電流が、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３だけではなく、並列平滑コンデンサ１８および並列スナバコンデンサ１９に対しても流れる。各配線インダクタンス１１、１２、１６、１７と各コンデンサ１０、１３、１８、１９の容量に対する合成インピーダンスとによって、各コンデンサ１０、１３、１８、１９に流れるリプル電流の分流比率が決まる。

　例えば、ファンインバータ回路２１が、平滑コンデンサ１０に対して離れた位置に設置され、接続配線長が長くなった場合には、第３配線インダクタンス１６が大きくなる。その結果、平滑コンデンサ１０から後段側をみると、ファンインバータ回路２１側のインピーダンスはインバータ回路１４側のインピーダンスよりも大きくなる。このため、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３へ流れるリプル電流の分流比率が大きくなる。

　また、ファンインバータ回路２１が平滑コンデンサ１０に対して近い位置に設置され、接続配線長が短くなった場合には、第３配線インダクタンス１６が小さくなる。その結果、平滑コンデンサ１０から後段側をみると、ファンインバータ回路２１側のインピーダンスはインバータ回路１４側よりも小さくなる。このため、並列平滑コンデンサ１８および並列スナバコンデンサ１９へ流れるリプル電流の分流比率が大きくなる。

　上記のように、各コンデンサ１０、１３、１８、１９に流れるリプル電流の分流比率が変化した場合には、部品許容値範囲内に収まるように部品スペックを上げて対応することが考えられる。あるいは、平滑コンデンサ１０側のコンデンサ並列数を増やして１つのコンデンサあたりに流れる電流値を減らして対応したりすることが考えられる。しかしながら、上記各対応を採った場合には、コストの増加および装置の大型化につながる。また、各コンデンサ１０、１３、１８、１９の容量間と配線インダクタンスとによって共振電流が流れることが知られており、場合によっては定格以上の電流が流れることで各機器の破損に繋がるといった課題がある。このため、従来の回路構成においては、共振電流を抑制することを考慮して、各配線長および各コンデンサ１０、１３、１８、１９の容量に関する選定を行う必要がある。

　この点、本実施の形態２の電力変換装置５２では、昇圧回路４と平滑コンデンサ１０との間に吸収コンデンサ８とフィルタ用リアクトル９とが設けられているため、昇圧回路４のキャリア周波数に依存するリプル電流が後段側に流れることを抑制することができる。すなわち、リプル電流の分流比率に対する各配線インダクタンス１１、１２、１６、１７の影響を小さくすることができるため、ファンインバータ回路２１の配置に起因した回路構成の制約事項を減らすことができる。例えば、並列平滑コンデンサ１８の寿命を確保するために、周囲温度が低い場所に並列平滑コンデンサ１８を設置することができる。したがって、部品寿命の向上およびコンデンサのスペックダウンによるコスト低減を図ることができる。

　なお、図４では、ファンインバータ回路２１が、平滑コンデンサ１０の両端から分岐して設けられた例を示しているが、ファンインバータ回路２１は、昇圧回路４の出力側であって、直流電圧を供給できる場所からであれば、どの場所から分岐させて設けてもよい。また、電力変換装置５２としては、平滑コンデンサ１０に２つのインバータ回路が並列接続された構成を例示しているが、電力変換装置５２は、昇圧回路４の出力部に３つ以上のインバータ回路が並列接続された構成であってもよい。かかる構成を採れば、各インバータ回路がそれぞれ、圧縮機モータ３０ａと、凝縮器３１および蒸発器３３の各々に併設された送風機のファンモータと、を駆動するように構成することができる。

　電力変換装置５２のフィルタ用リアクトルとして、図３に示す第１リアクトル９ａおよび第２リアクトル９ｂのような２つのリアクトルを採用し、２つのリアクトルがそれぞれ、直流電圧の正極側および負極側に直列接続された構成を採ってもよい。さらに、昇圧制御手段４０が、昇圧回路４のキャリア周波数を、予め設定された可変範囲内において変更する機能を有するように構成し、上記ＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数が、可変範囲内の下限値におけるキャリア周波数よりも小さくなるように設定してもよい。

［実施の形態３］
　図５は、本発明の実施の形態３における電力変換装置を備えた空気調和機の回路構成を示す概略図である。本実施の形態３における電力変換装置５３は、上述した実施の形態１の一石昇圧回路からなる昇圧回路４ではなく、マルチレベルチョッパ回路からなる昇圧回路４Ａを採用したものである。したがって、実施の形態１の空気調和機１１０と同一の構成部材については同一の符号を用いるものとし、以下では、実施の形態１とは異なる構成および動作について説明する。

　本実施の形態３の昇圧回路４Ａは、マルチレベルチョッパ回路（以下「ＭＬＣ回路」という。）からなり、フィルタ用リアクトル９のインダクタンス値は、ＭＬＣ回路が有する昇圧率に基づいて設定されている。昇圧回路４Ａは、昇圧するために必要なエネルギーを蓄える昇圧リアクトル５と、第１逆流防止素子６ａおよび第２逆流防止素子６ｂと、ＩＧＢＴなどで構成される第１スイッチング素子７ａおよび第２スイッチング素子７ｂと、第２逆流防止素子６ｂおよび第１スイッチング素子７ａに対し並列接続された中間リンクコンデンサ２２と、を有している。昇圧リアクトル５と、第１逆流防止素子６ａおよび第２逆流防止素子６ｂと、第１スイッチング素子７ａおよび第２スイッチング素子７ｂとは、それぞれ直列接続されている。また、中間リンクコンデンサ２２は、フィルムコンデンサなどで構成されている。

　より具体的に、昇圧リアクトル５の後段側では、第１スイッチング素子７ａのコレクタ側と第２逆流防止素子６ｂのアノード側とに接続されている。第２逆流防止素子６ｂのカソード側は、第１逆流防止素子６ａのアノード側と中間リンクコンデンサ２２の一方の端部とに接続されている。第１逆流防止素子６ａのカソード側は、昇圧回路４Ａの出力電圧、すなわち直流電圧の正極側となる。また、中間リンクコンデンサ２２の他方の端部は、第１スイッチング素子７ａのエミッタ側と第２スイッチング素子７ｂのコレクタ側とに接続されている。第２スイッチング素子７ｂのエミッタ側は、直流電圧の負極側に接続されている。

　昇圧制御手段４０Ａは、平滑コンデンサ１０の両端電圧（直流母線電圧）が所望の電圧となり、かつ中間リンクコンデンサ２２の両端電圧が直流母線電圧の半分となるように、第１スイッチング素子７ａおよび第２スイッチング素子７ｂに対してＰＷＭ制御を実行する。

　すなわち、昇圧制御手段４０Ａは、まず、直流母線電圧が予め設定された直流電圧値となるように、指令電圧と、センサ等により検出された平滑コンデンサ１０の両端もしくは昇圧回路４の出力における直流部の何れか一方の直流電圧値との差分を計算して比例積分制御（ＰＩ制御）を行う。次いで、昇圧制御手段４０Ａは、上記比例積分制御によって得られた制御量と、センサ等により検出された昇圧リアクトル５に流れる電流の検出値との差分を計算し、計算結果に基づくＰＩ制御を実行する。また、昇圧制御手段４０Ａは、直流母線電圧についての上記指令電圧の半分の値である中間指令電圧を中間リンクコンデンサ２２の指令電圧として用い、中間指令電圧と、センサ等により検出された中間リンクコンデンサ２２の両端電圧との差分に基づくＰＩ制御を行う。そして、昇圧制御手段４０Ａは、上記各ＰＩ制御のそれぞれの制御量をもとに、第１スイッチング素子７ａおよび第２スイッチング素子７ｂに対するオンデューティを計算する。

　上記のように昇圧制御手段４０Ａが動作することで、直流母線電圧を所望の電圧にまで昇圧し、中間リンクコンデンサ２２の充電電圧を直流母線電圧の半分の電圧に制御することができる。本実施の形態３の電力変換装置５３によれば、中間リンクコンデンサ２２の電圧分を昇圧回路４Ａの出力電圧として加算することができるため、実施の形態１の昇圧回路４よりも昇圧率を大きくすることができる。

　ところで、吸収コンデンサ８およびフィルタ用リアクトル９を有しない電力変換装置にＭＬＣ回路からなる昇圧回路４Ａを搭載し動作させた場合には、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３に流れるリプル電流が、昇圧回路４Ａのキャリア周波数成分によって増加する。リプル電流を部品の許容値以内に抑えるためには、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３が、リプル電流の抑制に対して本来的に求められるコンデンサ容量を有している必要があることから、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３の容量増大に起因して、装置の大型化およびコストの増加が生じるという課題がある。

　この点、本実施の形態３における電力変換装置５３は、昇圧回路４Ａの後段に吸収コンデンサ８を有しているため、昇圧回路４Ａのキャリア周波数成分によるリプル電流を、吸収コンデンサ８によって吸収することができる。また、電力変換装置５３は、吸収コンデンサ８の後段側にフィルタ用リアクトル９を有しており、フィルタ用リアクトル９の回路定数は、フィルタ用リアクトル９と平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３とのＬＣフィルタ効果によって、昇圧回路４Ａが動作した際に発生するリプル電流を減衰するように選定されている。すなわち、上述した実施の形態１と同様に、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３の合計コンデンサ容量とフィルタ用リアクトル９のインダクタンス値とによるＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分が、昇圧回路４Ａのキャリア周波数成分よりも十分小さくなるように設定されている。

　したがって、本実施の形態３における電力変換装置５３によれば、平滑コンデンサ１０およびスナバコンデンサ１３のコンデンサ容量を、リプル電流の抑制に対して本来的に求められるコンデンサ容量よりも低減することができるため、電力変換装置５３にＭＬＣ回路を搭載し動作させた場合に生じる上記課題を解決することができる。

　また、電力変換装置５３では、電力変換効率を向上させる目的で、昇圧回路４Ａのキャリア周波数が可変となっている。すなわち、昇圧制御手段４０は、昇圧回路４Ａのキャリア周波数を、予め設定された可変範囲内において変更する機能を有している。また、上記ＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数が、可変範囲内の下限値におけるキャリア周波数よりも小さくなるように設定されている。例えば、昇圧リアクトル５に流れる鉄損を低減させる場合にキャリア周波数を上げ、昇圧回路４Ａにおけるスイッチング損失を低減させる場合にキャリア周波数を下げるように構成することで、電力変換装置５３の電力変換効率の向上を図っている。

　ところで、吸収コンデンサ８およびフィルタ用リアクトル９を有しない電力変換装置において、各状態における昇圧回路４Ａのキャリア周波数を可変にすると、第１配線インダクタンス１１および第２配線インダクタンス１２、または各コンデンサの周波数特性によって、平滑コンデンサ１０とスナバコンデンサ１３とに流れるリプル電流の分流比率が変わってしまう。このため、リプル電流の分流比率の変化に応じて変更した各キャリア周波数に対して、リプル電流が許容値に収まるように各コンデンサの部品スペックを選定する必要がある。すなわち、昇圧回路のキャリア周波数を固定するか、もしくは各キャリア周波数に対して、部品の許容値を超えないようにコンデンサのスペックを選定するといった対策が必要となり、結果として装置のコスト増加および大型化につながる。

　この点、電力変換装置５３では、昇圧回路４Ａの出力に吸収コンデンサ８およびフィルタ用リアクトル９を設置すると共に、昇圧回路４Ａのキャリア周波数によるリプル成分を十分減衰させるようなフィルタ用リアクトル９のインダクタンス値が予め選定されている。このため、昇圧回路４Ａのキャリア周波数を変更させた場合にも、リプル電流の分流比率に与える影響を小さくすることができ、スイッチング損失およびスイッチングノイズの低減を図ることができる。

　ＭＬＣ回路からなる昇圧回路４Ａは、例えば一石昇圧回路方式を採用した昇圧回路４よりも高い昇圧率で動作させることができる。また、フィルタ用リアクトル９の許容電流は、昇圧回路４Ａが有する昇圧率に基づいて設定される。すなわち、昇圧回路４Ａによって昇圧率を大きくすることにより、フィルタ用リアクトル９に流れる電流をより小さくすることができ、フィルタ用リアクトル９の部品形状の大きさを小さくすることができる。したがって、電力変換装置５３によれば、フィルタ用リアクトル９の電流許容値を、マルチレベルチョッパ回路が有する昇圧率に基づいて低減させることができる。

　さらに昇圧率を高くした場合、従来の回路方式であれば、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流が増加するという課題がある。この点、電力変換装置５３では、昇圧回路４よりも昇圧率が高い昇圧回路４Ａを採用しているが、昇圧回路４Ａの昇圧率を高くした場合においても、吸収コンデンサ８側にリプル電流を流すことで、平滑コンデンサ１０に流れるリプル電流を削減することができる。このため、平滑コンデンサ１０の静電容量および許容電流をより有効に低減し、省スペース化と低コスト化とを実現することができる。すなわち、本実施形態３の電力変換装置５３によれば、吸収コンデンサ８によるリプル電流の吸収作用により、昇圧回路４よりも昇圧率の高いＭＬＣ回路からなる昇圧回路４Ａを採用することができる。

　電力変換装置５３において、各スイッチング素子７ａ、７ｂ、および各逆流防止素子６ａ、６ｂのうちの少なくとも一方は、炭化珪素を用いた素子、窒化ガリウム系材料を用いた素子、またはダイヤモンドを用いた素子のような、ワイドバンドギャップ半導体で構成されたものであってもよい。かかる構成を採れば、各スイッチング素子７ａ、７ｂのキャリア周波数を大きくすることができ、フィルタ回路を構成する吸収コンデンサ８および平滑コンデンサ１０のコンデンサ容量値と、フィルタ用リアクトル９のインダクタンス値とをさらに小さくすることができる。すなわち、各スイッチング素子７ａ、７ｂ、および各逆流防止素子６ａ、６ｂのうちの少なくとも一方がワイドバンドギャップ半導体からなる電力変換装置５３によれば、部品をより小型化することができ、部品にかかるコストをより低減することができる。さらに、電力変換装置５３のフィルタ用リアクトルとして、図３に示す第１リアクトル９ａおよび第２リアクトル９ｂのような２つのリアクトルを採用し、２つのリアクトルがそれぞれ、直流電圧の正極側および負極側に直列接続された構成を採ってもよい。

　なお、上述した各実施形態は、電力変換装置、圧縮機、送風機、および空気調和機における好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定を付している場合もあるが、本発明の技術的範囲は、特に本発明を限定する記載がない限り、これらの態様に限定されるものではない。例えば、上記実施の形態１～３では、空気調和機１１０、１１０Ａ、１２０、１３０として、冷凍サイクル回路６１を含んで構成された冷凍空気調和装置を例示している。すなわち、インバータ回路１４が冷凍空気調和装置に適用された場合を示しているが、これに限らず、インバータ回路１４が自動車等に搭載するモータを駆動するように構成してもよい。また、電力変換装置５１、５１Ａ、５２、５３のインバータ回路１４が、例えば蛍光灯の点灯またはＩＨクッキングヒータのための高周波電力発生等に用いられるように構成してもよい。

　１　交流電源、２　整流器、３　整流用逆流防止素子、４、４Ａ　昇圧回路、５　昇圧リアクトル、６　逆流防止素子、６ａ　第１逆流防止素子、６ｂ　第２逆流防止素子、７　昇圧スイッチング素子、７ａ　第１スイッチング素子、７ｂ　第２スイッチング素子、８　吸収コンデンサ、９　フィルタ用リアクトル、９ａ　第１リアクトル、９ｂ　第２リアクトル、１０　平滑コンデンサ、１１　第１配線インダクタンス、１２　第２配線インダクタンス、１３　スナバコンデンサ、１４　インバータ回路、１５　インバータスイッチング素子、１６　第３配線インダクタンス、１７　第４配線インダクタンス、１８　並列平滑コンデンサ、１９　並列スナバコンデンサ、２０　ファンスイッチング素子、２１　ファンインバータ回路、２２　中間リンクコンデンサ、３０　圧縮機、３０ａ　圧縮機モータ、３１　凝縮器、３２　減圧装置、３３　蒸発器、３４　送風機、３５　ファンモータ、３６　ファン、４０、４０Ａ　昇圧制御手段、４１　圧縮機インバータ制御手段、４２　ファンインバータ制御手段、５１、５１Ａ、５２、５３　電力変換装置、６１　冷凍サイクル回路、１１０、１１０Ａ、１２０、１３０　空気調和機。

Claims (13)

1. 　交流電源から供給された交流電圧を整流する整流器と、
   　昇圧リアクトルと逆流防止素子と昇圧スイッチング素子とを有し、前記整流器において整流された直流電圧を昇圧する昇圧回路と、
   　前記昇圧回路によって昇圧された前記直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
   　前記平滑コンデンサによって平滑化された前記直流電圧を、内包する複数のスイッチング素子の動作により交流電圧に変換するインバータ回路と、
   　前記昇圧回路と前記平滑コンデンサとの間に並列接続され、前記昇圧回路のキャリア周波数成分によるリプル電流を吸収する吸収コンデンサと、
   　前記吸収コンデンサと前記平滑コンデンサとの間に直列接続され、後段側に流れる前記リプル電流を抑制するフィルタ用リアクトルと、
   　を有し、
   　前記平滑コンデンサと前記フィルタ用リアクトルとによるＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分が、前記昇圧回路のキャリア周波数成分よりも小さくなるように設定されている電力変換装置。
2. 　前記吸収コンデンサは、前記平滑コンデンサよりも許容リプル電流が大きい特性を有するコンデンサである請求項１に記載の電力変換装置。
3. 　前記昇圧回路は、マルチレベルチョッパ回路からなり、
   　前記フィルタ用リアクトルの許容電流は、前記マルチレベルチョッパ回路が有する昇圧率に基づいて設定されている請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 　前記平滑コンデンサの後段側に並列接続されたスナバコンデンサをさらに有し、
   　前記ＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数成分には、前記スナバコンデンサのコンデンサ容量が含まれる請求項１～３の何れか一項に記載の電力変換装置。
5. 　前記フィルタ用リアクトルは、同一のインダクタンス値を有する２つのリアクトルからなり、
   　前記２つのリアクトルは、前記直流電圧の正極側および負極側にそれぞれ直列接続されている請求項１～４の何れか一項に記載の電力変換装置。
6. 　前記昇圧回路の動作を制御する昇圧制御手段をさらに有し、
   　前記昇圧制御手段は、前記昇圧回路のキャリア周波数を予め設定された可変範囲内において変更する機能を有し、
   　前記ＬＣフィルタ回路のカットオフ周波数が、前記可変範囲内の下限値における前記昇圧回路のキャリア周波数よりも小さくなるように設定されている請求項１～５の何れか一項に記載の電力変換装置。
7. 　前記昇圧スイッチング素子および前記逆流防止素子のうちの少なくとも一方は、ワイドバンドギャップ半導体からなり、
   　前記昇圧回路のキャリア周波数が、前記ワイドバンドギャップ半導体のバンドギャップをもとに設定されている請求項１～６の何れか一項に記載の電力変換装置。
8. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素素子、窒化ガリウム系の素子、またはダイヤモンド素子からなるものである請求項７に記載の電力変換装置。
9. 　前記平滑コンデンサには、複数の前記インバータ回路が並列接続されている請求項１～８の何れか一項に記載の電力変換装置。
10. 　請求項１～９の何れか一項に記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置によって駆動される圧縮機モータと、
    　を有する圧縮機。
11. 　請求項１～９の何れか一項に記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置によって駆動されるファンモータと、
    　前記ファンモータを動力源として回転するファンと、
    　を有する送風機。
12. 　請求項１０に記載の圧縮機、凝縮器、減圧装置、および蒸発器が冷媒配管によって接続されて構成された冷凍サイクル回路
    　を有する空気調和機。
13. 　請求項９に記載の電力変換装置と、
    　圧縮機モータを有する圧縮機、凝縮器、減圧装置、および蒸発器が冷媒配管によって接続されて構成された冷凍サイクル回路と、
    　前記インバータ回路によって駆動されるファンモータと、前記ファンモータを動力源として回転し、前記凝縮器および前記蒸発器の少なくとも一つに送風するファンと、を含む送風機と、
    　を有し、
    　複数の前記インバータ回路のうちの１つは、前記圧縮機モータを駆動するものである空気調和機。

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