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WO2007031691A1 - Procede et dispositif de configuration d'un recepteur dans un dispositif de communication. - Google Patents

Procede et dispositif de configuration d'un recepteur dans un dispositif de communication. Download PDF

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Publication number
WO2007031691A1
WO2007031691A1 PCT/FR2006/050884 FR2006050884W WO2007031691A1 WO 2007031691 A1 WO2007031691 A1 WO 2007031691A1 FR 2006050884 W FR2006050884 W FR 2006050884W WO 2007031691 A1 WO2007031691 A1 WO 2007031691A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
receiver
configuration
signal
performance
antenna
Prior art date
Application number
PCT/FR2006/050884
Other languages
English (en)
Inventor
Eric Hardouin
Jean-Marie Chaufray
Thierry Clessienne
Original Assignee
France Telecom
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by France Telecom filed Critical France Telecom
Publication of WO2007031691A1 publication Critical patent/WO2007031691A1/fr

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L69/00—Network arrangements, protocols or services independent of the application payload and not provided for in the other groups of this subclass
    • H04L69/14—Multichannel or multilink protocols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L69/00—Network arrangements, protocols or services independent of the application payload and not provided for in the other groups of this subclass
    • H04L69/24—Negotiation of communication capabilities

Definitions

  • the field of the invention is that of digital telecommunications.
  • the invention finds particular application in the field of radio frequency digital communications between a base station and a mobile terminal. But it can also apply to all transmissions (copper line, underwater acoustics, etc.).
  • the invention relates to a method and a device for selecting, as a function of the transmission conditions, the configuration parameters of a receiver in a communication device.
  • receiver is understood to mean the detector as well as the reception chains associated with the antennas necessary for the reception of the signals to be processed, the “detector” designating the part of the modem that performs the baseband processing of the signals received. in order to estimate the transmitted symbols, while a “reception chain” designates all the processing carried out between an antenna and the detector, and notably comprises radiofrequency processing and Nyquist root filtering.
  • receivers can be implemented in a mobile terminal. These receivers may be single or multi-antenna, the associated detectors may be linear or not.
  • the different types of receivers are distinguished from each other by their performance (or efficiency) in a particular environment defined in particular by the signal transmission conditions.
  • the transmission environment is likely to vary significantly over time, particularly because of the movement of the mobile and objects in its environment.
  • a solution for maintaining the terminal's good performance in any situation consists in dynamically adapting the receiver used as a function of the transmission environment, by selecting the most appropriate receiver for the environment at a given moment, among a plurality of implanted receivers. in the mobile terminal.
  • the method described in the aforementioned document does not allow to evaluate the performance gain of a given receiver relative to another receiver. In particular, it does not make it possible to evaluate the gain provided by a multi-antenna receiver with respect to a single-antenna receiver.
  • This method therefore leads to selecting the most efficient receiver, even if this receiver is much more complex to implement or consumer of energy than the others and that the performance gain obtained by this receiver is minimal.
  • the present invention solves the aforementioned problems by providing a device and a method of selecting the most appropriate receiver according to the absolute performance of the various receivers in the current environment, this selection being made with reduced consumption.
  • a communication device adapted to receive a signal from a transmission channel, this signal being delivered by at least one antenna, this device comprising a configurable receiver according to a first configuration and at least a second configuration, this receiver being adapted to obtain samples of the signal and to process samples.
  • This device further comprises: means for estimating, using at least one parameter of the channel, and without implementing the receiver in the first configuration, a first variable representing an absolute performance at the output of the receiver, for processing samples, in the first configuration;
  • a performance of the receiver in a configuration is called “absolute”, as long as this performance is characterized independently of the performance of the receiver in another configuration.
  • a “signal-to-noise ratio” and “a mean square error” are absolute performance indicators within the meaning of the invention.
  • the communication device is adapted to configure the receiver according to the most efficient configuration, without the need to activate all the detectors to make this selection, and with absolute knowledge of the performance that can be obtained at the output of the receiver for the different configurations available.
  • the second variables representative of the performance of the receiver are estimated, for each second configuration of the receiver, from the measurement of parameters of the transmission environment, and without implementing the receiver in any of the configurations. .
  • a second variable representing the performance of the receiver is estimated, for each receiver configuration to the exclusion of the current configuration, from the measurement of parameters of the transmission environment and without implement the receiver in any configuration other than the current configuration, the variable representative of the performance of the receiver in the current configuration being directly measured at the output of the receiver.
  • second variables representing the performance of the receiver are estimated, for second configurations of the receiver, from the measurement of parameters of the transmission environment, and other second variables representative of the performance. receiver in other second configurations are directly measured at the output of the receiver.
  • the performance of the Rake receivers can also be calculated from their weightings and parameters of the transmission environment without estimating the pilot symbols.
  • the selection means select the configuration taking into account the absolute performance that can be obtained but also the energy consumption of the receiver in the first and second configurations.
  • this characteristic is particularly advantageous in the case of a mobile terminal since it makes it possible to manage a compromise between the performance and the consumption of the terminal.
  • the selection means select the configuration for which the absolute performance is maximum and the performance gain obtained with respect to another configuration of the lower consumption receiver is greater than a threshold.
  • This threshold can be predetermined or calculated.
  • the selection means select the configuration for which the absolute performance is greater than a target performance and the consumption is minimal.
  • This target performance can also be predetermined or calculated.
  • This variant advantageously makes it possible to configure the receiver so as to achieve a given quality of service, determined by the aforementioned target performance, this quality of service being able for example to be associated with a service subscribed by the user of the terminal. It will be readily understood that a strategy that would be limited to selecting the most efficient receiver as in the method proposed in the prior art could lead to the selection of a receiver that is too efficient in relation to the required quality of service, would result in wasted energy if a less complex receiver could achieve the required performance.
  • the first estimated variable (respectively the second variable obtained) representative of an absolute performance at the output of the receiver in each of the first and second configurations for processing the samples can be chosen in particular from:
  • SINR signal to interference and noise ratio
  • the signal-to-interference ratio and noise can be calculated based on: - parameters of the transmission channel;
  • this interference to noise signal ratio is calculated using the ratio p between the transmit power of a pilot channel transmitted by the base station and the total power transmitted by that base station.
  • This preferred embodiment has the advantage of facilitating the calculation of the SINR, because the powers emitted by the base station (total power and power of the pilot channel) can be problematic to estimate at the terminal.
  • the receiver is at least configurable according to the following four configurations: a mono-antenna RAKE receiver, which designates a receiver comprising a single active reception channel and a single-antenna RAKE detector;
  • multi-antenna RAKE receiver which designates a receiver comprising a plurality of active reception channels and a detector of the type
  • a mono-antenna linear equalizer type receiver which designates a receiver comprising a single active reception channel and a mono-antenna linear equalizer type detector
  • a multi-antenna linear equalizer type receiver which designates a receiver comprising a plurality of active reception channels and a multi-antenna linear equalizer type detector.
  • the invention relates to a method of configuring a configurable receiver according to a first configuration and at least a second configuration in a communication device adapted to receive a signal coming from a transmission channel and delivered by at least one antenna, the receiver being adapted to obtain and process samples of the signal.
  • This method comprises: an estimation step, carried out using at least one parameter of the channel, and without implementing the receiver in the first configuration, a first variable representative of an absolute performance at the output of the receiver, for process the samples in the first configuration; a step of obtaining, for each of the at least one second configuration, a variable representative of an absolute performance at the output of the receiver, for processing samples in the at least one second configuration;
  • the various steps of the configuration method are determined by computer program instructions. Consequently, the invention also relates to a computer program on an information medium, this program being capable of being implemented in a computer / device, this program comprising instructions adapted to the implementation of a configuration method as briefly described above.
  • This program can use any programming language, and be in the form of source code, object code, or intermediate code between source code and object code, such as in a partially compiled form, or in any other form desirable shape.
  • the invention also relates to a computer-readable information medium, comprising instructions of a computer program as mentioned above.
  • the information carrier may be any entity or device capable of storing the program.
  • the medium may comprise storage means, such as a ROM, for example a CD ROM or a microelectronic circuit ROM, or a magnetic recording medium, for example a floppy disk or a disk. hard.
  • the information medium may be a transmissible medium such as an electrical or optical signal, which may be conveyed via an electrical or optical cable, by radio or by other means.
  • the program according to the invention can be downloaded in particular on an Internet type network.
  • the information carrier may be an integrated circuit in which the program is incorporated, the circuit being adapted to execute or to be used in the execution of the method in question.
  • FIG. 1 shows a communication device according to the invention in a preferred embodiment, and the antennas with which it is associated;
  • FIG. 2 shows, in flowchart form, the main steps of a configuration method according to the invention in a preferred embodiment.
  • M ⁇ denotes the transpose of the matrix M
  • - M H denotes the conjugated transpose of the matrix M.
  • FIG. 1 represents a communication device according to the invention as well as the antennas with which it is associated.
  • this device comprises a multi-antenna receiver (10) comprising a linear detector.
  • This receiver (10) is associated with a plurality of antennas, Q in the mode shown in Figure 1, each of these antennas being referenced Ao, ... A Q -I. Behind each of these antennas Ai, this linear receiver comprises:
  • radiofrequency channel CR adapted in particular to bring the signal back to carrier frequency in baseband
  • an analog / digital converter CAN adapted to deliver digital signal samples
  • sampling means adapted to sample samples delivered by the Nyquist root filter at a chip rate.
  • ) the sample of index n delivered by the chip sampling means at the output of the filter NY associated with the antenna Aq.
  • the chip rate signals originating from the antenna q are filtered by a linear filter at the chip rate p (q) specific to the considered receiver, whose coefficients of the impulse response are contained in the length vector Lp
  • ⁇ is the filter restoration delay
  • the outputs of the different filters are then summed, then the resulting signal is descrambled (multiplier 44) and filtered by a filter 46 adapted to the desired spreading code, the output of this filter being taken at the symbol rate by sampling means 48 to deliver estimated symbols.
  • the receiver 10 is configurable according to a plurality of configurations.
  • the number of active reception channels is in particular configurable.
  • this device is implemented in the context of the WCDMA standard.
  • the skilled person may refer the document H. Holma and A. Toskala, WCDMA for UMTS, 2nd ed. Wiley, 2002.
  • this receiver can be configured according to the following four configurations, numbered in the following configurations 1, 2, 3 and 4 respectively:
  • multi-antenna RAKE receiver which designates a receiver comprising a plurality of active reception channels and a multi-antenna RAKE detector (configuration 2); - mono-antenna linear equalizer type receiver, which designates a receiver comprising a single active reception channel and a mono-antenna linear equalizer type detector (configuration 3); and
  • multi-antenna linear equalizer type receiver which designates a receiver comprising a plurality of active reception channels and a multi-antenna linear equalizer type detector (configuration 4).
  • a multi-antenna detector requires that the reception channels of each antenna are activated, whereas in the case of a single-antenna detector, the reception channels which are not necessary are deactivated in order to save money. energy.
  • the configuration of the receiver is entirely determined by the choice of detector. Therefore, we will call the receiver the name of the detector with which it is associated.
  • variables representing the performance of the receiver configured according to each of the configurations are estimated from the measurement of parameters of the transmission environment as well as the parameters of this configuration, without the receiver being set implemented according to any of the configurations to process samples.
  • each of these four receivers can indeed be implemented by a receiver comprising a linear detector made according to the detector structure described in FIG.
  • the RAKE type detectors can also be made in the form of a linear filter followed by a correlator, as shown in the document M. Lenardi and D.T.M. Slock "A SINR maximizing 2D RAKE receiver for multi-sensor WCDMA mobile terminais", Vehicular Technology Conference Spring, Vol. 2, May 2001, pp. 1474-1478.
  • Each receiver is characterized by a specific filter p.
  • the linear equalizer minimizing the single-antenna mean squared error (LMMSE), applied behind the antenna O, will have for impulse response:
  • H (q) is a Toeplitz matrix (L h + L p -l) ⁇ L p gathering the elements of the impulse response of the transmission channel in the form
  • Z ⁇ is the length of the impulse response of the transmission channel expressed in number of chip durations
  • [h ⁇ 9 0 ) , h (9 ⁇ , -; h J 1 ⁇ 1 ] are the coefficients of the response of the transmission channel on the sensor q
  • r (q) is the correlation matrix of the noise on the sensor q
  • e ⁇ is a column vector of length L p of which all the elements are zero except the ⁇ + 1 th.
  • the noise includes both thermal noise and intercellular interference.
  • ⁇ ] is the transmission power of the desired signal.
  • ⁇ ] is the total power of the signal transmitted by the base station.
  • the matrix ⁇ j H H H ⁇ r ⁇ ⁇ n'est n'est is nothing other than the temporal correlation matrix of the signal received on the antenna q, which will be denoted R 1 in the following.
  • the corresponding receiver will be called multi-antenna temporal LMMSE receiver (MT-LMMSE) in the following, while the receiver implementing a LMMSE mono-antenna equalizer will be called T-LMMSE receiver.
  • MT-LMMSE multi-antenna temporal LMMSE receiver
  • T-LMMSE receiver the receiver implementing a LMMSE mono-antenna equalizer
  • weightings can be applied to the multi-antenna Rake detector depending on the chosen treatment, for example the optimal combination as described in the document
  • the Rake detectors only take into account the most powerful paths of the channel. This can easily be taken into account in the above model by canceling the weights corresponding to the paths not taken into account.
  • the communication device comprises means 20 for calculating, from the samples y n (q) and for each of the four configurations, a variable J representative of the absolute performance obtainable by the receiver 10 configured according to each of the four configurations.
  • variables representative of the absolute performance of the receiver 10 configured according to the configurations 1, 2, 3 and 4 are respectively denoted by J1, J2, J3 and J4. According to this variant of the invention, these variables J1,
  • J2, J3 and J4 are calculated without activating p (q) filters or detectors Mono-or multi-antenna rakes and linear mono- or multi-antenna equalizers for processing samples.
  • the communication device comprises a clock 15 which pauses the phases of reconfiguration of the receiver 10.
  • the calculation of the variables J1, 32, 33, 34 intended to configure the receiver for a period of ten frames is practiced from the signal received at the first slot of this period.
  • FIG. 2 represents the main steps of a method of configuring the receiver 10 according to the invention. This method may in particular be implemented by the calculation means 20.
  • the calculation means 20 estimate the parameters h of the transmission channel and the relevant parameters of the environment. In the preferred embodiment described here, these estimated parameters are:
  • This estimation step ElO is followed by a step E20 during which the calculation means 20 determine the coefficients of the filters involved in the various configurations of the receiver 10.
  • This step E20 consists of calculating, in the usual way, the responses pulses p corresponding to formulas (b) (c) (e) and (f).
  • This step E20 for determining the coefficients of the different configurations is followed by a step E30 during which the calculation means 20 determine, for each of the four aforementioned configurations, a variable J representative of an absolute performance of the receiver 10 configured in this configuration. to process the samples y n (q) .
  • this variable J representative of the absolute performance of the receiver in a given configuration is the signal to interference and noise ratio (SINR) at the output of the receiver 10.
  • SINR signal to interference and noise ratio
  • P CO and SF CO are respectively the transmitted power and the spreading factor associated with the spreading code of the symbols for which the SINR is to be predicted
  • P BS is the total power emitted by the desired base station
  • p is the vector gathering the coefficients of the impulse responses of the filters put into play by the receiver whose SINR is to be predicted
  • g ⁇ is a bias term affecting the estimated multi-user chip on the sensor q, given by
  • RST is the spatio-temporal correlation matrix of the received signal, defined by R (0.0) R (O, 1) rt 67 K 57 .
  • the matrix R £ (q) is none other than the temporal correlation matrix of the signal received on the antenna q.
  • the temporal correlation matrices and their elements will be noted respectively in the following
  • This method of calculation is particularly precise because it takes into account all the parameters of the environment influencing the SINR.
  • the estimated channel coefficients generally differ from the exact coefficients by an unknown scale factor of the receiving device.
  • the channel coefficients are estimated by correlation with the pilot channel of the WCDMA by:
  • p is the value of the pilot symbols carried by the pilot channel
  • S n is the n th sample of the scrambling sequence such that
  • 1
  • N is the length of the signal sequence received on which is the estimation.
  • N is typically of the order of the length of the W-CDMA slot, ie 2560 chips.
  • Pp ⁇ ote is the power of the pilot channel sent by the base station, whose value is unknown to the terminal, and ⁇ , is an estimation error.
  • p is defined as the ratio between the transmit power of the pilot channel and the total power transmitted by the base station
  • P B s is the total power emitted by the base station.
  • This method therefore requires the ratio /? is known to the receiving device, for example by being transmitted by the base station.
  • the spatio-temporal correlation matrix is reduced to a temporal correlation matrix (defined by (7)).
  • formula (10) can sometimes be simplified so as to only involve the terms p and g o (q) . This is particularly the case when the detector is the LMMSE monoantenne equalizer. Formula (10) can then be simplified as
  • the formula (10) requires to have an estimate of the spatio-temporal correlation matrix, denoted R s ⁇ .
  • R s ⁇ an estimate of the spatio-temporal correlation matrix
  • R v) ⁇ d 2 n (v) H V L (q) + r ⁇ ( v) (12)
  • r (q - v) is the spatio-temporal correlation matrix of the noise between the sensors q and v defined according to the model of (6).
  • the spatio-temporal correlation matrix is calculated from the knowledge of the structure of the matrices
  • R ⁇ and R ⁇ : v) given by the formulas (2) and (12) respectively, and estimates of the impulse responses of the transmission channels associated with the different antennas obtained in the estimating step ElO.
  • noise correlation matrices are diagonal, i.e.
  • ⁇ w (q) 2 is the noise power on the sensor q
  • ⁇ j ( - v) 2 is the cross correlation between the noise on the sensor q and the noise on the sensor v.
  • coefficients h are the coefficients of the transmission channel estimated by correlation with the pilot channel, by the formula (8).
  • ⁇ j () 2 is calculated by
  • ⁇ ⁇ f 2 is the power of the signal received on the sensor (q), estimated by
  • N typically of the order of the length of a W-CDMA slot
  • ie N 2560 chips
  • ⁇ f () 2 is given by
  • the matrices R ⁇ v) are calculated in a slightly different manner, in order to integrate a value as faithful as possible of the terms ⁇ j ( - v) 2 , which represent the intercorrelations between the contributions of the noise on two different sensors. Indeed, these terms can not be calculated since we generally ignore the statistical properties of the noise.
  • the method therefore consists of directly estimating the term r 0 (?> V) by
  • N will typically be of the order of the length of the W-CDMA slot, or 2560 chips. Alternatively, this length may be shorter as 256 chips at the cost of a possible reduction in the quality of the estimate.
  • the SINR is calculated on the pilot symbols by the formula (10).
  • the selection means 20 selects the configuration for which the absolute performance is greater than a target performance and the receiver consumption is minimal.
  • the signal to interference and noise ratio SINR target that the receiver must achieve to ensure the quality of service is usually relative to the information symbols.
  • the predicted SINR In order to be compared to the target SINR, the predicted SINR must then be the SINR on the information symbols and not the SINR on the pilot symbols. We describe below how to predict the SINR on the information symbols from the predicted SINR on the pilot symbols.
  • SINR m f 0 the SINR on the information symbols, noted SINR m f 0 is deduced from the SINR on the pilots, noted SINRpdote by the relation
  • SINRpiote where SFmfo and SF f xiots are the spreading factors associated with the information symbols and the pilot symbols respectively, whereas P mf0 and Pp, iote are the transmitted powers of the signals respectively carrying the information symbols and the pilot symbols. . Since the spreading factors of the pilot symbols and the information symbols are known, the prediction of the SINR on the information symbols according to the SINR on the pilots therefore requires the knowledge of the P / n / v IPpiiotes ratio, which can be estimated by the communication device from the previous slot when the pilot symbols considered belong to the pilot channel, for example using the formula
  • M and M 1 are respectively the number of pilot symbols and information symbols in a slot
  • drivers respectively are the information symbols and the pilot symbols of a slot, estimated at the output of one of the fingers of the Rake, or at the output of a linear equalizer type detector, by
  • step E30 for calculating the variables J1 to J4 representative of the absolute performance of the receiver 10 configured according to each of the four configurations is followed by a step E40 during which the calculation means 20 select receiver configuration 10.
  • the receiver is configured with the configuration to obtain the best performance while respecting a predefined performance / consumption ratio.
  • a predefined performance / consumption ratio we select the best performing receiver provided it offers a higher performance gain than predefined gains over less complex receivers.
  • These predefined gains are a function of the consumption of the compared receivers, and express the loss of performance that one is ready to accept in exchange for a reduction in consumption. With these predefined gains, you can control the performance / consumption of the terminal.
  • the calculation means 20 first determine the receiver associated with the maximum predicted SINR.
  • the selected receiver is the receiver R n of lower consumption among those such as ⁇ SINRRO / R ⁇ ⁇ SINR ref Ro-Rn-
  • this method is equivalent to adding the predefined corrective factor ⁇ SINR ref R m / Rn to the SINR of each receiver R n less complex than the best performing receiver, and to selecting the least complex receiver among those whose corrected SINR is greater than to the SINR of the most powerful receiver.
  • the terminal has two antennas: the mono-antenna Rake receiver, the two-antenna Rake receiver with combination of optimal type combining (noted below OC-Rake), the T-LMMSE receiver (mono-antenna) and the MT-LMMSE receiver with two antennas.
  • OC-Rake receiver consumption 2.0 x Consumption of the mono-antenna Rake receiver
  • T-LMMSE receiver consumption 1.7 x Consumption of the mono-antenna Rake receiver
  • the predefined gains may for example be fixed at (in linear values)
  • the selected receiver is the least complex among those achieving a target performance.
  • the receivers can be tested in the increasing order of their complexity, the selection process ending as soon as one of the receivers reaches the target SINR.
  • the coefficients of the filters used by the different detectors can be calculated as and when they are tested, in order to calculate the filters of a complex receiver only if it is necessary to achieve the required performances.
  • the calculation means 20 configure (step E50) the receiver 10 according to this configuration to process the received signal in order to demodulate the transmitted symbols, the unnecessary reception channels and all the other detectors. as the selected detector being disabled.
  • the selection process including more complex receivers than the active receiver is activated with a given periodicity, the performance of the less complex receivers that the active receiver can be monitored with a shorter periodicity, for example at each slot, so to switch back to a less complex receiver as soon as the active receiver significant gain compared to a more economical receiver in terms of consumption.
  • the receivers implanted in the communication device may be the subject of a performance prediction, the other part being able to intervene in the selection process by means of a measurement of their effective performance.
  • the available receivers are a mono-antenna Rake and a T-LMMSE receiver
  • the Rake can be activated in order to measure its performances, while the performances of the T-LMMSE receiver will be predicted.
  • the invention consists in implementing, for the selection of the receiver, or more precisely for its configuration, a step of predicting the absolute performance of at least a portion of the receivers implanted in the terminal, this performance prediction being synonymous with absolute performance estimation, performed without activating any of the associated detectors, from the estimation of relevant parameters of the environment such as the transmission channel, as well as configuration parameters of the different receivers such as the coefficients of the filters set
  • This selection method can be implemented regardless of the detectors implanted in the terminal as soon as a mathematical expression of their performance is available as a function of measurable environmental parameters.
  • this method can be implemented for the iterative detector (non-linear) mono-antenna described in the document E. Hardouin and C.
  • SINR signal to interference and noise ratios
  • bit error rate or the frame error rate can be obtained by using tables giving the value of the criterion corresponding to a given SINR.
  • At least one of these variables is measured at the output of the receiver implemented in the associated configuration.
  • This variant is particularly advantageous for measuring the absolute performance of the receiver in the current configuration.
  • the invention can also be implemented to select the most appropriate between several configurations of a given type of detector, such as the type of weighting involved in the Rake receivers, or the length (L p ) an equalizer at the chip level.

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Abstract

Ce dispositif de communication comporte un récepteur configurable selon une pluralité de configurations, adapté à recevoir un signal issu d'un canal de transmission et délivré par au moins une antenne (Aq), II comporte des moyens (20) pour estimer des performances absolues de ce récepteur (10) dans différentes configurations et des moyens pour configurer le récepteur selon une configuration sélectionnée grâce aux résultats de ces évaluations.

Description

Procédé et dispositif de configuration d'un récepteur dans un dispositif de communication.
Arrière-plan de l'invention Le domaine de l'invention est celui des télécommunications numériques.
L'invention trouve une application particulière dans le domaine des communications numériques radiofréquence entre une station de base et un terminal mobile. Mais elle peut aussi s'appliquer à toutes transmissions (sur ligne de cuivre, acoustique sous-marine, etc.).
Plus particulièrement, l'invention concerne un procédé et un dispositif pour sélectionner, en fonction des conditions de transmission, les paramètres de configuration d'un récepteur dans un dispositif de communication.
Dans ce document, on entend par "récepteur" le détecteur ainsi que les chaînes de réception associées aux antennes nécessaires à la réception des signaux à traiter, le "détecteur" désignant la partie du modem qui effectue le traitement en bande de base des signaux reçus en vue d'estimer les symboles transmis, tandis qu'une "chaîne de réception" désigne l'ensemble des traitements effectués entre une antenne et le détecteur, et comprend notamment les traitements radiofréquence et le filtrage en racine de Nyquist.
De façon connue, plusieurs types de récepteurs peuvent être mis en œuvre dans un terminal mobile. Ces récepteur peuvent être mono ou multi-antennes, les détecteurs associés pouvant être linéaires ou non.
Les différents types de récepteurs se distinguent les uns des autres par leurs performances (ou leur efficacité) dans un environnement particulier défini notamment par les conditions de transmission du signal. Or, dans un réseau de communication mobile, l'environnement de transmission est susceptible de varier significativement au cours du temps, notamment en raison du déplacement du mobile et des objets dans son environnement.
Ceci se traduit notamment par une variation de la puissance utile reçue, du type d'interférences prédominantes (trajets multiples pour un mobile peu éloigné de sa station de base, interférences intercellulaires pour un mobile en bordure de cellule, etc.), et de la variation du canal de transmission (sélectif ou non en fréquence).
Une solution pour conserver en toute situation de bonnes performances du terminal consiste à adapter dynamiquement le récepteur utilisé en fonction de l'environnement de transmission, en sélectionnant le récepteur le plus approprié à l'environnement à un instant donné, parmi une pluralité de récepteurs implantés dans le terminal mobile.
Le document Y. Karasawa, Y. Kamïya, Y. Loue and S. Denno "Algorithm diversity in software antenna" IEICE Trans. Commun. Juin 2000 propose de sélectionner un récepteur multi-antennes en fonction de deux critères à savoir un critère relatif à la sélectivité en fréquence du canal de transmission, et un critère relatif à la répartition spatiale des sources de signal et d'interférence. En fonction de ces deux critères, le détecteur le plus performant est sélectionné parmi quatre types de détecteurs, différenciés suivant leur capacité à lutter ou non contre la sélectivité en fréquence du canal et contre une interférence spatialement localisée.
La méthode décrite dans le document précité ne permet pas d'évaluer le gain de performance d'un récepteur donné par rapport à un autre récepteur. En particulier, elle ne permet pas d'évaluer le gain apporté par un récepteur multi-antennes par rapport à un récepteur mono-antenne.
Cette méthode amène donc à sélectionner le récepteur le plus performant, même si ce récepteur est beaucoup plus complexe à mettre en œuvre ou consommateur d'énergie que les autres et que le gain de performance obtenu par ce récepteur est minime.
On connaît également, notamment par le document PJ. Black et M. A. Howard "Communication receiver with hybrid equalizer", demande de brevet US 200040240531, décembre 2004, une méthode dans laquelle un détecteur de type RAKE et un égaliseur linéaire minimisant l'erreur quadratique moyenne (LMMSE, pour linear minimum mean square error) sont mis en parallèle, l'égaliseur linéaire, plus performant mais plus complexe, n'étant activé que lorsque celui-ci est en mesure d'apporter un gain de performance important par rapport au détecteur de type RAKE. Selon cette méthode, le récepteur le plus approprié est sélectionné non pas à partir d'un critère relatif à l'environnement, mais en fonction d'une mesure de performance effectuée en sortie des détecteurs implantés dans le terminal. Cependant, cette approche est coûteuse en termes de consommation d'énergie puisque les deux détecteurs, et a fortiori l'égaliseur linéaire LMMSE, doivent fonctionner en parallèle pendant les périodes de sélection.
Objet et résumé de l'invention
La présente invention permet de résoudre les problèmes précités en proposant un dispositif et une méthode de sélection du récepteur le plus approprié en fonction des performances absolues des différents récepteurs dans l'environnement courant, cette sélection s'effectuant avec une consommation réduite.
A cet effet et plus précisément, elle concerne un dispositif de communication adapté à recevoir un signal issu d'un canal de transmission ce signal étant délivré par au moins une antenne, ce dispositif comportant un récepteur configurable selon une première configuration et au moins une deuxième configuration, ce récepteur étant adapté à obtenir des échantillons du signal et à traiter des échantillons.
Ce dispositif comporte en outre : - des moyens pour estimer, en utilisant au moins un paramètre du canal, et sans mettre en œuvre le récepteur dans la première configuration, une première variable représentative d'une performance absolue en sortie du récepteur, pour traiter des échantillons, dans la première configuration ;
- des moyens d'obtention, pour chacune des au moins une deuxième configuration, d'une deuxième variable représentative d'une performance absolue en sortie du récepteur pour traiter des échantillons dans la au moins une deuxième configuration;
- des moyens pour sélectionner une des configurations en fonction des première et au moins une deuxième variables ; et - des moyens pour configurer le récepteur selon la configuration sélectionnée pour traiter des échantillons du signal.
Au sens de l'invention, une performance du récepteur dans une configuration est dite « absolue »», dés lors que cette performance se caractérise indépendamment de la performance du récepteur dans une autre configuration. A titre d'exemple, un « rapport signal sur bruit » et « une erreur quadratique moyenne » sont des indicateurs de performance absolue au sens de l'invention.
Contrairement aux différentes solutions de l'état de la technique, le dispositif de communication selon l'invention est adapté à configurer le récepteur selon la configuration la plus performante, sans qu'il soit nécessaire d'activer tous les détecteurs pour effectuer cette sélection, et avec une connaissance absolue des performances qui peuvent être obtenues en sortie du récepteur pour les différentes configurations disponibles.
Dans une variante de réalisation, les deuxièmes variables représentatives de la performance du récepteur sont estimées, pour chaque deuxième configuration du récepteur, à partir de la mesure de paramètres de l'environnement de transmission, et sans mettre en œuvre le récepteur dans aucune des configurations.
Dans une autre variante de réalisation, une deuxième variable représentative de la performance du récepteur est estimée, pour chaque configuration du récepteur à l'exclusion de la configuration courante, à partir de la mesure de paramètres de l'environnement de transmission et sans mettre en œuvre le récepteur dans aucune des configurations autres que la configuration courante, la variable représentative de la performance du récepteur dans la configuration courante étant directement mesurée en sortie du récepteur.
En effet, puisque le récepteur est déjà en activité pour traiter des échantillons, mesurer sa performance ne demande qu'une faible complexité supplémentaire.
Dans une autre variante de réalisation, des deuxièmes variables représentatives de la performance du récepteur sont estimées, pour des deuxièmes configurations du récepteur, à partir de la mesure de paramètres de l'environnement de transmission, et d'autres deuxièmes variables représentatives de la performance du récepteur dans d'autres deuxièmes configurations sont directement mesurées en sortie du récepteur.
Pour les récepteurs de type Rake et lorsque l'estimation du canal de transmission s'effectue à partir de symboles pilotes, il est en effet possible d'effectuer, conjointement et sans accroissement de complexité, l'estimation du canal et l'estimation des symboles pilotes sur chaque trajet du canal, de sorte que la performance du récepteur configuré selon une configuration de type Rake peut être mesurée à partir des symboles pilotes estimés en sortie du Rake, ces derniers étant obtenus à partir des symboles pilotes estimés sur chaque trajet et de pondérations du Rake au prix d'une complexité faible. On comprendra que puisque cette méthode fait intervenir des symboles pilotes estimés en sortie du récepteur Rake, elle revient à activer le récepteur et à mesurer sa performance à sa sortie.
On notera cependant que la performance des récepteurs de type Rake peut également être calculée à partir de leurs pondérations et de paramètres de l'environnement de transmission sans estimer les symboles pilotes.
Préférentiellement, les moyens de sélection sélectionnent la configuration en prenant en compte la performance absolue pouvant être obtenue mais aussi la consommation d'énergie du récepteur dans les première et deuxièmes configurations.
Comme mentionné précédemment, cette caractéristique est particulièrement avantageuse dans le cas d'un terminal mobile puisqu'elle permet de gérer un compromis entre la performance et la consommation du terminal.
Ainsi, dans une variante de réalisation, les moyens de sélection sélectionnent la configuration pour laquelle la performance absolue est maximale et le gain de performance obtenu par rapport à une autre configuration du récepteur de consommation inférieure est supérieur à un seuil.
Ce seuil peut être prédéterminé ou calculé.
Dans une deuxième variante de réalisation, les moyens de sélection sélectionnent la configuration pour laquelle la performance absolue est supérieure à une performance cible et la consommation est minimale.
Cette performance cible peut également être prédéterminée ou calculée.
Cette variante permet avantageusement de configurer le récepteur de façon à atteindre une qualité de service donnée, déterminée par la performance cible précitée, cette qualité de service pouvant par exemple être associée à un service souscrit par l'utilisateur du terminal. On comprendra aisément qu'une stratégie qui se limiterait à sélectionner le récepteur le plus performant comme dans la méthode proposée dans le premier état de la technique pourrait entraîner la sélection d'un récepteur trop efficace par rapport à la qualité de service requise, ce qui se traduirait par un gaspillage d'énergie si un récepteur moins complexe pouvait atteindre les performances nécessaires.
La première variable estimée (respectivement la deuxième variable obtenue) représentative d'une performance absolue en sortie du récepteur dans chacune des première et deuxième configurations pour traiter les échantillons peut notamment être choisie parmi :
- un rapport signal sur interférence et bruit (SINR, pour Signal to Interférence and Noise Ratio) ;
- une erreur quadratique moyenne ; ou
- un taux d'erreur binaire. En particulier, lorsque l'une des configurations possibles est celle d'un détecteur linéaire associé à une ou plusieurs antennes dans un terminal utilisé dans une liaison descendante établie avec une station de base d'un système DS-CDMA, le rapport signal sur interférence et bruit peut être calculé en fonction : - de paramètres du canal de transmission ;
- de coefficients de la configuration ;
- d'une matrice de corrélation spatio-temporelle du signal reçu ;
- du facteur d'étalement associé au code d'étalement d'intérêt ;
- de la puissance associée au code d'étalement d'intérêt ; et - de la puissance totale émise par la station de base.
Dans un mode préféré de réalisation, ce rapport signal sur interférence et bruit est calculé en utilisant le rapport p entre la puissance d'émission d'un canal pilote transmis par la station de base et la puissance totale émise par cette station de base. Ce mode préféré de réalisation présente l'avantage de faciliter le calcul du SINR, car les puissances émises par la station de base (puissance totale et puissance du canal pilote) peuvent être problématiques à estimer au terminal.
Dans un mode de réalisation particulier, dans lequel le signal est reçu par au moins deux antennes, le récepteur est au moins configurable selon les quatre configurations suivantes : - récepteur de type RAKE mono-antenne, qui désigne un récepteur comprenant une seule chaîne de réception active et un détecteur de type RAKE mono-antenne ;
- récepteur de type RAKE multi-antennes, qui désigne un récepteur comprenant plusieurs chaînes de réception actives et un détecteur de type
RAKE multi-antennes ;
- récepteur de type égaliseur linéaire mono antenne, qui désigne un récepteur comprenant une seule chaîne de réception active et un détecteur de type égaliseur linéaire mono-antenne ; et - récepteur de type égaliseur linéaire multi-antennes, qui désigne un récepteur comprenant plusieurs chaînes de réception actives et un détecteur de type égaliseur linéaire multi-antennes.
Corrélativement, l'invention concerne un procédé de configuration d'un récepteur configurable selon une première configuration et au moins une deuxième configuration dans un dispositif de communication adapté à recevoir un signal issu d'un canal de transmission et délivré par au moins une antenne, le récepteur étant adapté à obtenir et traiter des échantillons du signal. Ce procédé comporte : - une étape d'estimation, effectuée en utilisant au moins un paramètre du canal, et sans mettre en œuvre le récepteur dans la première configuration, d'une première variable représentative d'une performance absolue en sortie du récepteur, pour traiter les échantillons, dans la première configuration; - une étape d'obtention, pour chacune des au moins une deuxième configuration, d'une variable représentative d'une performance absolue en sortie du récepteur, pour traiter des échantillons dans la au moins une deuxième configuration;
- une étape de sélection d'une des configurations en fonction des première et au moins une deuxième variables ; et
- une étape de configuration du récepteur selon la configuration sélectionnée pour traiter des échantillons du signal.
Selon une implémentation préférée, les différentes étapes du procédé de configuration sont déterminées par des instructions de programmes d'ordinateurs. En conséquence, l'invention vise aussi un programme d'ordinateur sur un support d'informations, ce programme étant susceptible d'être mis en œuvre dans un ordinateur/dispositif, ce programme comportant des instructions adaptées à la mise en œuvre d'un procédé de configuration tel que décrit brièvement ci-dessus.
Ce programme peut utiliser n'importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet, tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable.
L'invention vise aussi un support d'informations lisible par un ordinateur, et comportant des instructions d'un programme d'ordinateur tel que mentionné ci-dessus.
Le support d'informations peut être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une disquette (floppy dise) ou un disque dur. D'autre part, le support d'informations peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet. Alternativement, le support d'informations peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question.
Brève description des dessins
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description faite ci-dessous, en référence aux dessins annexés qui en illustrent un exemple de réalisation dépourvu de tout caractère limitatif. Sur les figures : - la figure 1 représente un dispositif de communication conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation, ainsi que les antennes auxquelles il est associé ; et
- la figure 2 représente, sous forme d'organigramme, les principales étapes d'un procédé de configuration conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation.
Description détaillée d'un mode de réalisation
Dans toute la description : - la notation x* désigne le conjugué complexe du scalaire x ;
- la notation |x| désigne le module du scalaire x ;
- la notation E{x} désigne l'espérance mathématique de la variable aléatoire x ;
- Mτ désigne la transposée de la matrice M ; et - MH désigne la transposée conjuguée de la matrice M.
La figure 1 représente un dispositif de communication selon l'invention ainsi que les antennes auxquelles il est associé. Dans le mode de réalisation décrit ici, ce dispositif comporte un récepteur (10) multi- antennes comprenant un détecteur linéaire. Ce récepteur (10) est associé à une pluralité d'antennes, Q dans le mode représenté à la figure 1, chacune de ces antennes étant référencée Ao,... AQ-I. Derrière chacune de ces antennes Ai, ce récepteur linéaire comporte :
- une chaîne radiofréquence CR adaptée notamment à ramener le signal sur fréquence porteuse en bande de base ;
- un convertisseur analogique/numérique CAN adapté à délivrer des échantillons de signal numérique ;
- un filtre NY en racine de Nyquist, qui permet notamment de réduire la contribution du bruit dans la bande du signal portant l'information ; et
- des moyens d'échantillonnage adaptés à prélever au rythme chip les échantillons délivrés par le filtre en racine de Nyquist.
Dans la suite de la description, on notera yn (C|) l'échantillon d'indice n délivré par les moyens d'échantillonnage au rythme chip en sortie du filtre NY associé à l'antenne Aq. Les signaux au rythme chip issus de l'antenne q sont filtrés par un filtre linéaire au rythme chip p(q) spécifique au récepteur considéré, dont les coefficients de la réponse impulsionnelle sont contenus dans le vecteur de longueur Lp
D(?) _ L(?) D (9) D (1) ] ' (I)
F W-A • • • ro • • • FLp-A-I i \XJ
où Δ est le retard de restitution du filtre.
Les sorties des différents filtres sont ensuite sommées, puis le signal résultant est désembrouillé (multiplieur 44) et filtré par un filtre 46 adapté au code d'étalement désiré, la sortie de ce filtre étant prélevée au rythme symbole par des moyens d'échantillonnage 48 afin de délivrer des symboles estimés.
Conformément à l'invention, le récepteur 10 est configurable selon une pluralité de configurations. Le nombre de chaînes de réception actives est en particulier configurable.
L'homme du métier comprendra que lorsqu'on passe d'un récepteur utilisant deux antennes à un récepteur n'utilisant qu'une seule antenne, l'antenne inutilisée et tous les éléments qui la suivent (chaîne RF, filtre en racine de Nyquist, échantillonneur) sont désactivés afin d'économiser de l'énergie.
Dans l'exemple de réalisation décrit ici, ce dispositif est mis en œuvre dans le contexte de la norme WCDMA. Pour plus de renseignements sur cette norme, l'homme du métier pourra se reporter au document H. Holma et A. Toskala, WCDMA for UMTS, 2nd éd. Wiley, 2002. Dans cet exemple, nous considérerons que ce récepteur peut être configuré selon les quatre configurations suivantes, numérotées dans la suite configurations 1, 2, 3 et 4 respectivement :
- récepteur de type RAKE mono-antenne, qui désigne un récepteur comprenant une seule chaîne de réception active et un détecteur de type
RAKE mono-antenne (configuration 1) ;
- récepteur de type RAKE multi-antennes, qui désigne un récepteur comprenant plusieurs chaînes de réception actives et un détecteur de type RAKE multi-antennes (configuration 2) ; - récepteur de type égaliseur linéaire mono-antenne, qui désigne un récepteur comprenant une seule chaîne de réception active et un détecteur de type égaliseur linéaire mono-antenne (configuration 3) ; et
- récepteur de type égaliseur linéaire multi-antennes, qui désigne un récepteur comprenant plusieurs chaînes de réception actives et un détecteur de type égaliseur linéaire multi-antennes (configuration 4).
On comprendra qu'un détecteur multi-antennes nécessite que les chaînes de réception de chaque antenne soient activées, tandis que dans le cas d'un détecteur mono-antenne, on désactive les chaînes de réception qui ne sont pas nécessaires afin d'économiser de l'énergie. Ainsi, dans cet exemple de réalisation, la configuration du récepteur est entièrement déterminée par le choix du détecteur. Par conséquent, nous appellerons le récepteur du nom du détecteur auquel il est associé.
Nous supposerons dans cet exemple de réalisation que les variables représentatives de la performance du récepteur configuré selon chacune des configurations sont estimées à partir de la mesure de paramètres de l'environnement de transmission ainsi que des paramètres de cette configuration, sans que le récepteur soit mis en œuvre selon aucune des configurations pour traiter des échantillons.
De façon connue, chacun de ces quatre récepteurs peut en effet être mis en œuvre par un récepteur comprenant un détecteur linéaire réalisé selon la structure de détecteur décrite à la figure 1.
En effet, les détecteurs de type RAKE peuvent être également réalisés sous la forme d'un filtre linéaire suivi d'un corrélateur, comme montré dans le document M. Lenardi et D.T.M. Slock "A SINR maximizing 2D RAKE receiver for multi-sensor WCDMA mobile terminais", Vehicular Technology Conférence Spring, Vol. 2, Mai 2001, pp. 1474-1478.
Ainsi, nous considérerons que quelle que soit la configuration du récepteur 10 les signaux issus des antennes nécessaires sont ramenés en bande de base puis échantillonnés au rythme chip après les traitements de réception usuels (qui incluent notamment le filtrage en racine de Nyquist) afin de donner des échantillons yn (q).
Les coefficients des réponses impulsionnelles des filtres associés aux différentes antennes peuvent être rassemblés dans les vecteurs de configuration p de longueur QLp. »(°)
P = (a)
.((H)
Chaque récepteur est caractérisé par un filtre p spécifique.
Par exemple, l'égaliseur linéaire minimisant l'erreur quadratique moyenne (LMMSE) mono-antenne, appliqué derrière l'antenne O, aura pour réponse impulsionnelle :
p IMMSb (b)
Figure imgf000014_0001
avec
Figure imgf000014_0002
où H(q) est une matrice de Toeplitz (Lh +Lp -l)χLp rassemblant les éléments de la réponse impulsionnelle du canal de transmission sous la forme
n foW 0) h(q\ h "Lh {q-)I 0 0
≡«I)T = 0 h n(q 0 ) h(q\ . . . h "Lh {q-)I (3)
0
0 • • • 0 h n(q 0 ) hiq] h "Lh (q-)I
Dans ces formules, Z^ est la longueur de la réponse impulsionnelle du canal de transmission exprimée en nombre de durées chip, [h{9 0 ),h(9\,--;h J1^1] sont les coefficients de la réponse du canal de transmission sur le capteur q, r(q) est la matrice de corrélation du bruit sur le capteur q et eΔ est un vecteur colonne de longueur Lp dont tous les éléments sont nuls excepté le Δ + 1 ème.
On rappelle que dans le cas particulier de la liaison descendante des systèmes WCDMA, le bruit comprend à la fois le bruit thermique et l'interférence intercellulaire. Dans le cas général, σ] est la puissance d'émission du signal désiré.
Dans le cas particulier de la liaison descendante des systèmes WCDMA, σ] est la puissance totale du signal émis par la station de base.
5 On remarquera que la matrice σjH^H^ + r^ n'est autre que la matrice de corrélation temporelle du signal reçu sur l'antenne q, qui sera notée R^ dans la suite.
De façon similaire, l'égaliseur linéaire multi-antennes que nous considérons aura pour réponse impulsionnelle le vecteur des coefficients 10 de filtres suivant :
D(0)
PlMMSE
PΛ/7V IAiMSE (C)
VlMMSE
ce qui revient à mettre en œuvre indépendamment un égaliseur LMMSE 15 sur chacune des Q antennes, et dans lequel p^Mœest donné par l'équation (2).
Le récepteur correspondant sera appelé récepteur LMMSE temporel multi-antennes (MT-LMMSE) dans la suite, tandis que le récepteur mettant en œuvre un égaliseur LMMSE mono-antenne sera 20 appelé récepteur T-LMMSE.
Pour plus de renseignements sur les coefficients des filtres de type LMMSE, l'homme du métier pourra se reporter au document T.P.
Krauss, W. J. Hillery et M. D. Zoltowski "Downlink spécifie linear equalization for frequency sélective CDMA cellular Systems" J. VLSI Signal 25 Processing, Vol. 30, pp. 143-161, Mars 2002.
Dans le cas des détecteurs de type RAKE multi-antennes, Lp = Lh et les filtres P(q) sont strictement anticausaux, ce qui signifie que A = Lp -i et conduit à l'expression des filtres p(q)
• 1J0U P n(q) - ~ \ IPn-(qL)h+l ' • • • ' P
Figure imgf000015_0001
n-iq\) ' P no{q)ï J
où les coefficients
Figure imgf000015_0002
dépendent du type de pondération choisie pour le détecteur de type RAKE.
Par exemple, dans le cas d'un détecteur Rake mono-antenne, on a 35 (e)
Dans le cas des détecteurs de type Rake multi-antennes, les signaux issus des différentes antennes sont combinés avant traitement par les doigts du détecteur. Pour plus de renseignements, l'homme du métier pourra se reporter au document C. Liberti, Jr et T.S. Rappaport, Smart Antennas for Wireless Communications: IS-95 and Third Génération CDMA Applications, Prentice Hall, 1999.
Plusieurs types de pondérations peuvent être appliqués au détecteur de type Rake multi-antennes en fonction du traitement choisi, comme par exemple l'optimal combining tel que décrit dans le document
R. G. Vaughan, "On optimum combining at the mobile", IEEE Trans. Veh.
Technol. Vol. 37, n° 4, Nov. 1988).
Ainsi, dans le cas de l'optimal combining, on a :
(0
Figure imgf000016_0001
L'homme du métier notera qu'en général les détecteurs de type Rake ne prennent en compte que les trajets les plus puissants du canal. Ceci peut aisément être pris en compte dans le modèle ci-dessus en annulant les pondérations correspondant aux trajets non pris en compte.
Conformément à l'invention, le dispositif de communication comporte des moyens 20 pour calculer, à partir des échantillons yn (q) et pour chacune des quatre configurations une variable J représentative de la performance absolue pouvant être obtenue par le récepteur 10 configuré selon chacune des quatre configurations.
On notera respectivement Jl, J2, J3 et J4 les variables représentatives de la performance absolue du récepteur 10 configuré selon les configurations 1, 2, 3 et 4. Conformément à cette variante de l'invention, ces variables Jl,
J2, J3 et J4 sont calculées sans activer les filtres p(q) ni des détecteurs Rake mono- ou multi-antennes ni des égaliseurs linéaires mono- ou multi- antennes pour traiter des échantillons.
Dans le mode de réalisation décrit ici, le dispositif de communication selon l'invention comporte une horloge 15 qui rythme les phases de reconfiguration du récepteur 10.
Dans le mode de réalisation décrit ici, nous supposerons que la reconfiguration du récepteur s'effectue toutes les dix trames WCDMA c'est-à-dire toutes les 100 millisecondes.
Dans une première variante de réalisation, le calcul des variables Jl, 32, 33, 34 destinées à configurer le récepteur pour une période de dix trames se pratique à partir du signal reçu au premier slot de cette période.
Dans une deuxième variante, on pourra utiliser le signal reçu au dernier slot d'une trame pour configurer le récepteur destiné à être actif pendant les dix trames suivantes.
La figure 2 représente les principales étapes d'un procédé de configuration du récepteur 10 conforme à l'invention. Ce procédé peut notamment être mis en œuvre par les moyens de calcul 20. Au cours d'une première étape ElO, les moyens de calcul 20 estiment les paramètres h du canal de transmission et des paramètres pertinents de l'environnement. Dans le mode préféré de réalisation décrit ici, ces paramètres estimés sont :
- la réponse impulsionnelle du canal de transmission sur chacun des Q capteurs, dont les éléments sont notés
Figure imgf000017_0001
;
- la puissance du signal reçu sur chaque capteur (q), notée âf( 2 ; et
- l'intercorrélation spatiale entre chaque couple de capteurs différents (q,v), notée r0 (9>v) .
Ces paramètres ainsi que la manière de les obtenir seront décrits ultérieurement en référence à l'étape E30, respectivement par les formules (8), (12.1) et (12.2).
Cette étape ElO d'estimation est suivie par une étape E20 au cours de laquelle les moyens de calcul 20 déterminent les coefficients des filtres mis en jeu dans les différentes configurations du récepteur 10. Cette étape E20 consiste à calculer, de façon usuelle, les réponses impulsionnelles p correspondant aux formules (b) (c) (e) et (f). Cette étape E20 de détermination des coefficients des différentes configurations est suivie par une étape E30 au cours de laquelle les moyens de calcul 20 déterminent, pour chacune des quatre configurations précitées, une variable J représentative d'une performance absolue du récepteur 10 configuré dans cette configuration pour traiter les échantillons yn (q).
Dans le mode préféré de réalisation décrit ici, cette variable J représentative de la performance absolue du récepteur dans une configuration donnée est le rapport signal sur interférence et bruit (SINR) en sortie du récepteur 10.
A cet effet, on utilise préférentiellement la formule
SINR (4)
Figure imgf000018_0001
cette formule permettant, comme décrit dans le document M. Lenardi et D.T.M. Slock "A SINR maximizing 2D RAKE receiver for multi-sensor WCDMA mobile terminais", Vehicular Technology Conférence Spring, Vol. 2, mai 2001, pp. 1474-1478, de calculer le SINR sur les symboles obtenus en sortie de tout détecteur linéaire multi-antennes dans la liaison descendante d'un système DS-CDMA en présence de séquences d'embrouillage longues.
Dans cette formule PCOde et SFCOde sont respectivement la puissance émise et le facteur d'étalement associés au code étalement des symboles pour lesquels on souhaite prédire le SINR, PBS est la puissance totale émise par la station de base désirée, p est le vecteur rassemblant les coefficients des réponses impulsionnelle des filtres mis en jeu par le récepteur dont on désire prédire Ie SINR et g^ est un terme de biais affectant l'estimé du chip multi-utilisateur désiré sur le capteur q, donné par
Figure imgf000018_0002
n
RST est la matrice de corrélation spatio-temporelle du signal reçu, définie par R (0,0) R (0,l)rt 67 K57.
R (0.1) K Rd n (l,(W)tf ST 57,. I)
R ST (5)
R I (W0,0J--1>)> D (i.ô-i) R (£H,CH) ST KS7'
avec
,.(9.V) ^(v,9)* „(",</)*
' 1 ' lp-\
,.(9-V) Λ(9.v)
(9,v) _ (6)
-(9,v) ,(9,V) ,.(9.V) O
Figure imgf000019_0001
On notera que la matrice R£{ q) n'est autre que la matrice de corrélation temporelle du signal reçu sur l'antenne q. Les matrices de corrélation temporelle et leurs éléments seront respectivement notés dans la suite
R (9) — J) U T - κs S:T (7)
et
„(9) _ r(?//)
'm 'm
Cette méthode de calcul est particulièrement précise, car elle prend en compte l'ensemble des paramètres de l'environnement influant sur le SINR.
Cependant, l'homme du métier comprendra que le calcul du SINR par la formule (4) ne peut pas être utilisé directement dans un terminal mobile, où les puissances de transmission (PBs et P∞de) ainsi que les véritables coefficients du canal sont inconnus du dispositif de réception.
En effet, les coefficients du canal estimés diffèrent généralement des coefficients exacts par un facteur d'échelle inconnu du dispositif de réception. Dans le mode préféré de réalisation décrit ici, nous supposons que les coefficients du canal sont estimés par corrélation avec le canal pilote du WCDMA par :
Figure imgf000020_0001
Dans cette formule, ap est la valeur des symboles pilotes portés par le canal pilote, Sn est le nième échantillon de la séquence d'embrouiilage tel que |sn|=l et N est la longueur de la séquence de signal reçu sur laquelle s'effectue l'estimation. N est typiquement de l'ordre de la longueur du slot W-CDMA, soit 2560 chips.
La relation entre les coefficients estimés et les coefficients exacts est alors donnée par
n, — y] * pιi0,e rlι -T t1 \ V)
où Ppϋote est la puissance du canal pilote émise par la station de base, dont la valeur est inconnue au terminal, et ε, est une erreur d'estimation.
En utilisant la relation (9), on montre qu'en l'absence d'erreur d'estimation sur le canal et sur la matrice de corrélation spatio-temporelle, c'est-à-dire si ε, = 0 V/ et R67, = R67, , où R57, dénote la matrice de corrélation spatio-temporelle estimée, le SINR de la formule (4) exprimé sur les symboles pilotes est exactement retrouvé par la formule :
SINR pni,l,,o,te (10)
Figure imgf000020_0002
Figure imgf000020_0003
et p est défini comme le rapport entre la puissance d'émission du canal pilote et la puissance totale émise par la station de base
Figure imgf000020_0004
où PBs est la puissance totale émise par la station de base.
Cette méthode nécessite donc que le rapport /? soit connu du dispositif de réception, par exemple en étant transmis par la station de base.
On notera que dans le cas des récepteurs mono-antenne, la matrice de corrélation spatio-temporelle se réduit à une matrice de corrélation temporelle (définie par (7)).
De plus, on notera que la formule (10) peut parfois se simplifier pour ne plus faire intervenir que les termes p et go (q) . C'est notamment le cas lorsque le détecteur est l'égaliseur LMMSE monoantenne. La formule (10) peut alors se simplifier comme
Figure imgf000021_0001
où q désigne le numéro de l'antenne utilisée.
Dans le cas général, la formule (10) demande de disposer d'une estimée de la matrice de corrélation spatio-temporelle, notée Rsτ . On remarquera tout d'abord que la symétrie hermitienne de la matrice de corrélation spatio-temporelle Rsτ , la structure de Toeplitz des matrices notées R^v) ainsi que la symétrie hermitienne et la structure de Toeplitz des matrices de corrélation notées R^ contenues dans la matrice RST permet de réduire les termes à estimer aux premières lignes des matrices R^ et à la première ligne et la première colonne des matrices R^:v) situées dans le triangle supérieur de Rsτ .
On remarquera encore que dans le cas des détecteurs de type Rake ne démodulant pas tous les trajets du canal, certains termes de la matrice de corrélation spatio-temporelle n'interviennent pas dans le calcul du SINR (10) du fait de la présence de zéros dans le vecteur p. Ceci permet de restreindre le nombre de termes de la matrice à estimer aux seuls termes intervenant ensuite dans le calcul du SINR.
Il est connu que la structure de la matrice définie par la formule (6) est donnée par
R^v) = σd 2n(v)HVL{q) + rι«-v) (12) où r(q-v) est la matrice de corrélation spatio-temporelle du bruit entre les capteurs q et v définie selon le modèle de (6). On notera également
F(?) = r^-^
Dans la méthode décrite ici, on calcule la matrice de corrélation spatio-temporelle à partir de la connaissance de la structure des matrices
R^ et R^:v) , données par les formules (2) et (12) respectivement, et des estimées des réponses impulsionnelles des canaux de transmission associés aux différentes antennes obtenues à l'étape ElO d'estimation.
Afin de simplifier le calcul, on fait l'hypothèse que les matrices de corrélation du bruit sont diagonales, c'est-à-dire que
Figure imgf000022_0001
et
Figure imgf000022_0002
où σw (q)2 est la puissance du bruit sur le capteur q, et σj( -v)2est l'intercorrélation entre le bruit sur le capteur q et le bruit sur le capteur v.
Cette hypothèse est commune en l'absence de connaissances sur la matrice de corrélation du bruit, ou lorsque la complexité de mise en œuvre est privilégiée. Les matrices R^ et R<f/}se réécrivent alors comme
Figure imgf000022_0003
et
Figure imgf000022_0004
Les éléments de ces matrices peuvent alors être calculés à un coefficient réel positif près, par exemple par la méthode que nous allons maintenant décrire, inspirée de celle décrite dans le document E. Hardouin "Egalisation au niveau chip pour la liaison descendante des systèmes de communications mobiles DS-CDMA", Thèse de Doctorat, Université de Rennes 1, Mai 2004, pp. 110-114, dans le cas mono-antenne. Cette méthode requiert également la connaissance du rapport p tel que défini ci-dessus (voir formule (H)). Notons Rsr , R<*>v) et Rf les estimées respectives des matrices Rsr , R( s*-V) et R^ obtenues par cette méthode.
Les éléments de
Figure imgf000023_0001
sont calculés par
Figure imgf000023_0002
où les coefficients h, sont les coefficients du canal de transmission estimés par corrélation avec le canal pilote, par la formule (8). Le terme σj( )2 est calculé par
σf =σω -α: i'iΫ (12.1)
où σ{f2 est la puissance du signal reçu sur le capteur (q), estimée par
N-\ .
\-(i)Δ (</
où N est typiquement de l'ordre de la longueur d'un slot W-CDMA, soit N=2560 chips, et σf( )2 est donné par
Figure imgf000023_0003
La relation entre la matrice de corrélation temporelle ainsi calculée et la matrice de corrélation temporelle exacte, sous l'hypothèse d'un bruit blanc temporellement et en l'absence d'erreurs d'estimation, est donnée par
Figure imgf000023_0004
Les matrices R{£v) sont calculées d'une manière légèrement différente, afin d'intégrer une valeur aussi fidèle que possible des termes σj( -v)2 , qui représentent les intercorrélations entre les contributions du bruit sur deux capteurs différents. En effet, ces termes ne peuvent pas être calculés puisque l'on ignore généralement les propriétés statistiques du bruit. La méthode consiste donc à estimer directement le terme r0 (?>v) par
p(?.v) _ ! v ..(</) (V)* (12.2)
^ «=0
mais à calculer les autres termes par
,...,4 -l
Figure imgf000024_0001
Dans l'application considérée, N sera typiquement de l'ordre de la longueur du slot W-CDMA, soit 2560 chips. En variante, cette longueur pourra être plus courte comme de 256 chips au prix d'une éventuelle réduction de la qualité de l'estimation. En l'absence d'erreurs d'estimation et sous l'hypothèse d'une matrice de corrélation spatio-temporelle du bruit entre les capteurs q et v diagonale, la relation entre les termes calculés r^/>v)et les termes exacts rm {q'v) est donnée par
?™ =pr™
Afin de prendre en compte la valeur mesurée f^v) dans la matrice R%'v) , on pose par conséquent :
70 (q'v) = p ξq'v) En l'absence d'erreurs d'estimation et sous l'hypothèse d'une matrice de corrélation spatio-temporelle du bruit entre les capteurs q et v diagonale, la relation entre la matrice calculée R^'10 et la matrice exacte R^v) est ainsi donnée par :
R(<?>v) = oR \(Sq7-v)
Une fois estimées les matrices R^ etR^*0, on forme la matrice Rsr selon le modèle de l'équation (5), puis on obtient finalement la matrice R57 intervenant dans l'équation (10), par la relation
R \ CS77 — — R Sl
P
Une fois la matrice de corrélation spatio-temporelle estimée, on calcule le SINR sur les symboles pilotes par la formule (10).
Comme mentionné précédemment, dans une variante de réalisation, les moyens de sélection 20 sélectionnent la configuration pour laquelle la performance absolue est supérieure à une performance cible et la consommation du récepteur est minimale. Dans ce cas, le rapport signal sur interférence et bruit SINR cible que le récepteur doit atteindre pour assurer la qualité de service est généralement relatif aux symboles d'informations. Afin de pouvoir être comparé au SINR cible, le SINR prédit doit alors être le SINR sur les symboles d'information et non le SINR sur les symboles pilotes. Nous décrivons ci-dessous comment prédire le SINR sur les symboles d'information à partir du SINR prédit sur les symboles pilotes.
Dans le cas des détecteurs linéaires, le SINR sur les symboles d'information, noté SINRmf0 se déduit du SINR sur les pilotes, noté SINRpdote par la relation
_^Mζπfo_
SINRpiote
Figure imgf000025_0001
où SFmfo et SFfxiots sont les facteurs d'étalement associés avec les symboles d'information et les symboles pilotes respectivement, tandis que Pmf0 et Pp,iote sont les puissances émises des signaux portant respectivement les symboles d'information et les symboles pilotes. Les facteurs d'étalement des symboles pilotes et des symboles d'information étant connus, la prédiction du SINR sur les symboles d'information d'après le SINR sur les pilotes requiert donc la connaissance du rapport P/n/v IPpiiotes , qui peut être estimé par le dispositif de communication à partir du slot précédent lorsque les symboles pilotes considérés appartiennent au canal pilote, par exemple en utilisant la formule
Figure imgf000026_0001
Dans cette formule, M et M1 sont respectivement le nombre de symboles pilotes et de symboles d'information dans un slot, â^f°et â,pilotes sont respectivement les symboles d'information et les symboles pilotes d'un slot, estimés en sortie de l'un des doigts du Rake, ou en sortie d'un détecteur de type égaliseur linéaire, par
Figure imgf000026_0002
où χ n est le n-ième chip du signal sur lequel s'effectue l'estimation (par exemple, xn peut être le signal reçu sur une antenne yn (q) dans le cas d'un doigt du Rake, ou le signal de sortie de l'égaliseur au niveau chip dans le cas d'un détecteur de type égaliseur linéaire), cn = ±1 est le n-ième élément du code d'étalement des symboles considérés (pilotes ou d'information), sn est le n-ième échantillon de la séquence d'embrouillage tel que
Figure imgf000026_0003
= 1 et SF est le facteur d'étalement des symboles considérés.
L'étape E30 de calcul des variables Jl à J4 représentatives de la performance absolue du récepteur 10 configuré selon chacune des quatre configurations (à savoir ici la valeur du SINR) est suivie par une étape E40 au cours de laquelle les moyens de calcul 20 sélectionnent la configuration du récepteur 10.
Dans un premier mode de réalisation, le récepteur est configuré avec la configuration permettant d'obtenir la meilleure performance tout en respectant un rapport performance/consommation prédéfini. En d'autres termes, on sélectionne le récepteur le plus performant à condition qu'il offre un gain de performance supérieur à des gains prédéfinis par rapport aux récepteurs moins complexes. Ces gains prédéfinis sont fonction de la consommation des récepteurs comparés, et expriment la perte de performance que l'on est prêt à accepter en échange d'une réduction de la consommation. Grâce à ces gains prédéfinis, on peut contrôler le rapport performance/consommation du terminal.
Nous détaillons maintenant un exemple de processus de sélection selon ce premier mode.
Les moyens de calcul 20 déterminent tout d'abord le récepteur associé au SINR prédit maximum.
Supposons que ce récepteur est le récepteur Ro et notons SINRR0 la valeur de son SINR prédit.
Les moyens de calcul 20 calculent ensuite le gain de performance apporté par le récepteur R0 par rapport à chaque autre récepteur dont la consommation est inférieure, c'est-à-dire chaque couple ΔSINRRO/RΠ = SINRRO-SINRRΠ tel que la consommation du récepteur Rn soit inférieure à la consommation du récepteur R0, où SINRRn est le SINR prédit pour le récepteur Rn.
Ces gains sont ensuite comparés à des gains prédéfinis ΔSINRref Rm/Rn, qui définissent le gain minimum que doit apporter le récepteur Rm par rapport à un récepteur Rn , plus économique en termes de consommation, pour être sélectionné.
Si les valeurs ΔSINRRO/RΠ précitées sont toutes supérieures ou égales aux gains prédéfinis ΔSINRrefRo/Rn correspondants, alors le récepteur Ro est sélectionné.
Sinon, le récepteur sélectionné est le récepteur Rn de plus faible consommation parmi ceux tels que ΔSINRRO/RΠ < ΔSINRrefRo-Rn-
On notera que cette méthode équivaut à ajouter le facteur correctif prédéfini ΔSINRrefRm/Rn au SINR de chaque récepteur Rn moins complexe que le récepteur le plus performant, et à sélectionner le récepteur le moins complexe parmi ceux dont le SINR corrigé est supérieur au SINR du récepteur le plus performant.
Nous donnons dans ce qui suit un exemple de gains prédéfinis pour les quatre récepteurs considérés, dans le cas particulier où le terminal possède deux antennes : le récepteur Rake mono-antenne, le récepteur Rake bi-antennes avec combinaison de type optimal combining (noté ci-après OC-Rake), le récepteur T-LMMSE (mono-antenne) et le récepteur MT-LMMSE avec deux antennes.
Nous supposons que dans le mode de réalisation considéré, l'implémentation des différents récepteurs est telle que leur consommation relative s'établit comme
Consommation du récepteur OC-Rake = 2.0 x Consommation du récepteur Rake mono-antenne
Consommation du récepteur T-LMMSE = 1.7 x Consommation du récepteur Rake mono-antenne
Consommation du récepteur MT-LMMSE = 3.5 x Consommation du récepteur Rake mono-antenne
Dans le mode de réalisation considéré et pour un rapport performance/consommation privilégiant la performance, les gains prédéfinis pourront par exemple être fixés à (en valeurs linéaires)
ΔMT-LMMSE/ OC-Rake =0.4 ΔMT-LMMSE/ T-LMMSE = 0.5 ΔMT-LMMSE/ Rake =0.5
Δoc-Rake/ T-LMMSE =0.1 Δoc-Rake/ Rake =0.5
Δτ-LMMSE/ Rake=0.5
Tandis que pour privilégier l'économie de consommation, on pourra choisir par exemple
ΔMT-LMMSE/ OC-Rake = 1-7
ΔMT-LMMSE/ T-LMMSE = 2.0
ΔMT-LMMSE/ Rake = 2.2
Δoc-Rake/ T-LMMSE = 0.4 Δoc-Rake/ Rake = 2.0
Δτ-LMMSE/ Rake = 2.0 Dans une seconde variante de réalisation, le récepteur sélectionné est le moins complexe parmi ceux atteignant une performance cible.
Si aucun récepteur n'atteint le SINR cible, alors la sélection s'effectue selon le premier mode décrit ci-dessus.
On remarquera qu'afin de limiter la consommation du processus de sélection, les récepteurs pourront être testés dans l'ordre croissant de leur complexité, le processus de sélection se terminant dès que l'un des récepteurs atteint le SINR cible. De plus, les coefficients des filtres mis en jeu par les différents détecteurs pourront être calculés au fur et à mesure de leur test, afin de ne calculer les filtres d'un récepteur complexe que si celui-ci est nécessaire pour atteindre les performances requises.
Une fois la configuration la plus appropriée déterminée, les moyens de calcul 20 configurent (étape E50) le récepteur 10 selon cette configuration pour traiter le signal reçu en vue de démoduler les symboles transmis, les chaînes de réception non nécessaires ainsi que tous les détecteurs autres que le détecteur sélectionné étant désactivés.
Dans le cadre du standard WCDMA, l'homme du métier comprendra qu'il n'est pas utile d'activer le processus de sélection plus d'une fois par slot.
Il peut toutefois être activé avec une périodicité plus longue, par exemple une fois par trame, ou seulement une fois toutes les dix trames comme dans le mode particulier de réalisation décrit. De plus, on remarquera qu'il est plus économique en termes de consommation d'obtenir le SINR de sortie d'un récepteur lorsqu'un récepteur plus complexe est en activité. Par exemple, il est peu coûteux de prédire le SINR de sortie du récepteur T-LMMSE (mono-antenne) lorsqu'un récepteur MT-LMMSE est actif puisque les filtres nécessaires sont déjà calculés. Ainsi, si le processus de sélection incluant des récepteurs plus complexes que le récepteur actif est activé avec une périodicité donnée, les performances des récepteurs moins complexes que le récepteur actif pourront être surveillées avec une périodicité plus courte, par exemple à chaque slot, de manière à rebasculer vers un récepteur moins complexe dès que le récepteur actif n'apporte plus de gain significatif par rapport à un récepteur plus économique en termes de consommation.
Enfin, on notera qu'une partie seulement des récepteurs implantés dans le dispositif de communication pourra faire l'objet d'une prédiction de performances, l'autre partie pouvant intervenir dans le processus de sélection par l'intermédiaire d'une mesure de leurs performances effectives. Par exemple, dans le cas où les récepteurs disponibles sont un Rake mono-antenne et un récepteur T-LMMSE, le Rake pourra être activé afin de mesurer ses performances, tandis que les performances du récepteur T-LMMSE seront prédites.
En résumé, l'invention consiste à mettre en œuvre, pour la sélection du récepteur, ou plus précisément pour sa configuration, une étape de prédiction des performances absolues d'au moins une partie des récepteurs implantés dans le terminal, cette prédiction des performances étant synonyme d'estimation des performance absolues, effectuée sans activer aucun des détecteurs associés, à partir de l'estimation de paramètres pertinents de l'environnement comme le canal de transmission, ainsi que des paramètres de configuration des différents récepteurs comme les coefficients des filtres mis en jeu. Ce procédé de sélection peut être mis en œuvre quels que soient les détecteurs implantés dans le terminal dès lors que l'on dispose d'une expression mathématique de leurs performances en fonction de paramètres de l'environnement mesurables. Par exemple, ce procédé pourra être mis en œuvre pour le détecteur itératif (non-linéaire) mono- antenne décrit dans le document E. Hardouin and C. Laot, "Itérative channel equalization for the multicode DS-CDMA downlink", VTC 2003- Spring, avril 2003, en calculant le SINR de sortie de ce détecteur à partir de l'expression mathématique de la variance de l'interférence à sa sortie fournie dans le document précité, en utilisant une méthode analogue à celle décrite dans le présent document pour que ce SINR de sortie soit fonction de paramètres mesurables de l'environnement.
Nous avons précédemment décrit une méthode de prédiction des performances adaptée à la classe des détecteurs multi-antennes linéaires pour la liaison descendante des systèmes DS-CDMA, ce qui inclut en particulier les récepteurs de type RAKE mono ou multi-antennes et les égaliseurs linéaires au niveau chip mono ou multi-antennes. Nous avons dans cette description utilisé le SINR comme critère de performance, cependant on pourra également utiliser d'autres critères de performances, comme par exemple l'erreur quadratique moyenne, dès lors que l'on dispose d'une expression mathématique de ce critère en fonction de paramètres mesurables de l'environnement.
Par ailleurs, on notera qu'il est possible d'utiliser d'autres critères de performance à partir des rapports signal sur interférence et bruit (SINR). Par exemple, on peut estimer le taux d'erreur binaire brut (c'est-à-dire avant décodage de canal lorsque le système met en œuvre un procédé de décodage de canal), noté TEB, correspondant au SINR prédit à l'aide de la formule connue dans le cas de la modulation QPSK
Figure imgf000031_0001
où erfc(x) désigne la fonction d'erreur complémentaire.
Plus généralement, l'homme du métier comprendra que l'on peut obtenir le taux d'erreur binaire ou le taux d'erreur trame en utilisant des tables donnant la valeur du critère correspondant à un SINR donné.
Dans la description qui précède, les quatre variables Jl, 32, J3, J4 sont estimées sans mettre en œuvre le récepteur pour cette estimation.
Dans une variante de l'invention, l'une au moins de ces variables est mesurée en sortie du récepteur mis en œuvre dans la configuration associée.
Cette variante s'applique en particulier avantageusement pour mesurer la performance absolue du récepteur dans la configuration courante.
Enfin, on remarquera que l'invention peut également être mise en œuvre pour sélectionner la plus appropriée entre plusieurs configurations d'un type de détecteur donné, comme le type des pondérations mises en jeu dans les récepteurs Rake, ou la longueur (Lp) d'un égaliseur au niveau chip.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif de communication adapté à recevoir un signal issu d'un canal de transmission et délivré par au moins une antenne (Aq), ledit dispositif comportant un récepteur (10) configurable selon une première configuration et au moins une deuxième configuration, ledit récepteur (10) étant adapté à obtenir des échantillons (yn (q)) dudit signal et à traiter desdits échantillons, ce dispositif étant caractérisé en ce qu'il comporte en outre : - des moyens (20) pour estimer, en utilisant au moins un paramètre dudit canal, et sans mettre en œuvre ledit récepteur (10) dans ladite première configuration, une première variable (J) représentative d'une performance absolue en sortie dudit récepteur (10), pour traiter desdits échantillons (yn (q)), dans ladite première configuration ; - des moyens (20) d'obtention, pour chacune desdites au moins une deuxième configuration, d'une deuxième variable (J) représentative d'une performance absolue en sortie dudit récepteur (10) pour traiter desdits échantillons (yn (C|)) dans ladite au moins une deuxième configuration;
- des moyens (20) pour sélectionner une desdites configurations en fonction desdites première et au moins une deuxième variables (J) ; et
- des moyens pour configurer ledit récepteur (10) selon ladite configuration sélectionnée pour traiter des échantillons (yn (q)) dudit signal.
2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens (20) d'obtention sont adaptés à estimer au moins une dite deuxième variable (J), en utilisant au moins un paramètre dudit canal, et sans mettre en œuvre ledit récepteur (10) dans ladite au moins une deuxième configuration.
3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que lesdits moyens (20) d'obtention sont adaptés à obtenir au moins une dite deuxième variable (J) en mesurant une performance absolue dudit récepteur (10), ledit récepteur (10) étant mis en œuvre selon ladite deuxième configuration.
4. Dispositif de communication selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que lesdits moyens de sélection (20) sélectionnent ladite configuration en prenant en compte lesdites performances absolues et une consommation d'énergie dudit récepteur (10) dans chacune desdites première et au moins une deuxième configurations.
5. Dispositif de communication selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits moyens de sélection (20) sélectionnent ladite configuration pour laquelle ladite performance absolue est maximale et le gain de performance obtenu par rapport à une autre configuration du récepteur (10) de consommation inférieure est supérieur à un seuil.
6. Dispositif de communication selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits moyens de sélection (20) sélectionnent ladite configuration pour laquelle ladite performance absolue est supérieure à une performance cible et ladite consommation est minimale.
7. Dispositif de communication selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que ladite première variable (J) estimée, respectivement ladite au moins une deuxième variable (J) obtenue, représentative d'une performance absolue en sortie dudit récepteur (10), est choisie parmi un rapport (SINR) signal sur interférence et bruit, une erreur quadratique moyenne ou un taux d'erreur binaire en sortie dudit récepteur (10).
8. Dispositif de communication selon la revendication 7, dans lequel ladite première configuration ou ladite au moins une deuxième configuration permet de configurer ledit récepteur (10) en récepteur linéaire utilisé dans une liaison descendante établie avec une station de base dans un système DS-CDMA, caractérisé en ce que ledit rapport (SINR) signal sur interférence et bruit est calculé à partir ;
- de paramètres (h) dudit canal de transmission ;
- de coefficients (p) de ladite configuration ; - d'une matrice (RST) de corrélation spatio-temporelle dudit signal reçu ;
- du facteur d'étalement (SFCOde) associé au code d'étalement d'intérêt ; - de la puissance (PCOde) associée au code d'étalement d'intérêt ; et
- de la puissance totale (PBS) émise par ladite station de base.
9. Dispositif de communication selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit rapport signal sur interférence et bruit est calculé en utilisant le rapport (p) entre la puissance d'émission d'un canal pilote (Pcpich) transmis par ladite station de base et la puissance totale
(PBS) émise par ladite station de base.
10. Dispositif de communication selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, dans lequel ledit signal est reçu par au moins deux antennes (Aq) caractérisé en ce que ledit récepteur est au moins configurable selon une première configuration et trois deuxièmes configurations, ces premières et deuxièmes configurations étant différentes et choisies parmi les quatre configurations suivantes :
- récepteur de type RAKE mono-antenne ;
- récepteur de type RAKE multi-antennes ;
- récepteur de type égaliseur linéaire mono antenne ; et
- récepteur de type égaliseur linéaire multi-antennes.
11. Procédé de configuration d'un récepteur (10) configurable selon une première configuration et au moins une deuxième configuration dans un dispositif de communication adapté à recevoir un signal issu d'un canal de transmission et délivré par au moins une antenne (Aq), ledit récepteur (10) étant adapté à obtenir et traiter des échantillons (yn (q)) dudit signal, ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il comporte :
- une étape (E30) d'estimation, en utilisant au moins un paramètre dudit canal, et sans mettre en œuvre le récepteur (10) dans ladite première configuration, d'une première variable (J) représentative d'une performance absolue en sortie dudit récepteur (10), pour traiter lesdits échantillons (yn (q)), dans ladite première configuration;
- une étape (E30) d'obtention, pour chacune desdites au moins une deuxième configuration, d'une variable (J) représentative d'une performance absolue en sortie dudit récepteur (10), pour traiter desdits échantillons dans ladite au moins une deuxième configuration; - une étape (E40) de sélection d'une desdites configurations en fonction desdites première et au moins une deuxième variables (J) ; et
- une étape (E50) de configuration dudit récepteur selon ladite configuration sélectionnée pour traiter des échantillons (yn (q)) dudit signal.
12. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour l'exécution des étapes du procédé de configuration selon la revendication 11 lorsque ledit programme est exécuté par un ordinateur constituant un dispositif de communication.
13. Support d'enregistrement lisible par un ordinateur sur lequel est enregistré un programme d'ordinateur comprenant des instructions pour l'exécution des étapes du procédé de configuration selon la revendication 11.
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