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WO2006131665A1 - Dispositif et procede de selection d'un recepteur en fonction de l'environnement - Google Patents

Dispositif et procede de selection d'un recepteur en fonction de l'environnement Download PDF

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Publication number
WO2006131665A1
WO2006131665A1 PCT/FR2006/050500 FR2006050500W WO2006131665A1 WO 2006131665 A1 WO2006131665 A1 WO 2006131665A1 FR 2006050500 W FR2006050500 W FR 2006050500W WO 2006131665 A1 WO2006131665 A1 WO 2006131665A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
equalizer
receiver
autocorrelation
samples
Prior art date
Application number
PCT/FR2006/050500
Other languages
English (en)
Inventor
Eric Hardouin
Jean-Marie Chaufray
Original Assignee
France Telecom
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by France Telecom filed Critical France Telecom
Publication of WO2006131665A1 publication Critical patent/WO2006131665A1/fr

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    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70707—Efficiency-related aspects

Definitions

  • the field of the invention is that of digital communications.
  • the invention relates to a method and a device for selecting, according to the transmission conditions, a receiver selected from an equalizer and a filter adapted to the transmission channel.
  • the invention finds particular application in the field of digital radio communications between a base station and a mobile terminal. But it can also apply to any type of transmission (copper line, acoustic, underwater, etc.).
  • this link being called "downlink”
  • a receiver more efficient than the RAKE type receiver is obtained by the combination of a chip level equalizer with a suitable correlator to the desired code.
  • each information symbol is transmitted as a series of sub-symbols resulting from the spread spectrum, and that each of these sub-symbols is traditionally designated by the term "chip".
  • chip Such a receiver is described in particular in the document "Downlink Specifies Linear Equalization for Selective Frequency CDMA Cellular Systems", Krauss TP, WJ Hillery and Zoltowski MD, J. VLSI Signal Process, Vol.
  • the most used form of equalizer is the linear equalizer which minimizes the mean square error (FIG.
  • the resulting receiver is usually called MMSE linear receiver or LMMSE receiver.
  • LMMSE receivers have a major disadvantage in that they are significantly more complex than a RAKE receiver, which results in increased consumption of the mobile terminal.
  • This device comprises means for selecting one of these two receivers according to the actual performance of these receivers in a given environment.
  • the invention aims to overcome the above disadvantages.
  • the invention relates to a device for receiving a signal carrying digital information, said signal being derived from a transmission channel, this device comprising means for obtaining samples of this signal, an equalizer and a filter adapted to the channel.
  • This device comprises means for calculating a value dependent on the autocorrelation of a series of samples, means for comparing this value with a threshold and means for selecting, in order to process signal samples, the equalizer or the filter adapted according to the result of the comparison.
  • the calculation of the value dependent on the autocorrelation is carried out without any prior treatment, by the equalizer or by the adapted filter, of the samples used for this calculation.
  • the selection of the equalizer or filter adapted to the channel is carried out without these elements being implemented, including during the decision period. Due to the fact that the autocorrelation is taken into account, the noise level influences the decision to use the equalizer or the filter adapted to the channel, this parameter having a not inconsiderable impact on the performance of the equalizer.
  • Ratio decreases, i.e., when the power of the noise is large relative to the power of the signal received from the transmitting base station.
  • the threshold at which the value dependent on the autocorrelation is compared may be predetermined or calculated during operation of the device.
  • M ⁇ denotes the transpose of the matrix M
  • M H denotes the conjugated transpose of the matrix M
  • this characteristic advantageously makes it possible to evaluate the gain difference that can be made by the equalizer relative to the filter adapted to the channel.
  • the invention makes it possible to select the equalizer only when a significant gain can be obtained with respect to the filter adapted to the channel. It is understood that it is preferable not to select the equalizer when it provides a limited gain, because the use of the equalizer is much more resource consuming for the terminal.
  • the weighting coefficients ⁇ and ⁇ are respectively equal to 1 / L P and 1 / ro, where ro and L p respectively represent the power of the received signal and the number of coefficients (or length) of the equalizer.
  • this choice of the coefficient ⁇ frees the value of the criterion of the power of the received signal. Moreover, this choice of the parameter ⁇ makes it possible to limit the dependence between the value of the criterion and the length of the equalizer, for a given transmission environment.
  • the signal received by the device according to the invention is transmitted by a base station.
  • the parameters defining the autocorrelation matrix depend on:
  • the invention relates to a method of receiving a signal carrying a digital information, said signal being derived from a transmission channel.
  • This process comprises: a step of obtaining samples of this signal;
  • a step of comparing this value with a threshold a selection step, an equalizer or a filter adapted to the channel as a function of the result of the comparison;
  • the various steps of the method are determined by computer program instructions.
  • the invention also relates to a computer program on an information medium, this program being capable of being implemented in a reception device, this program comprising instructions adapted to the implementation of a receiving method as briefly described above.
  • This program can use any programming language, and be in the form of source code, object code, or intermediate code between source code and object code, such as in a partially compiled form, or in any other form desirable shape.
  • the invention also relates to a readable information medium by a receiving device, and comprising instructions of a computer program as mentioned above.
  • the information carrier may be any entity or device capable of storing the program.
  • the medium may comprise storage means, such as a ROM, for example a CD ROM or a microelectronic circuit ROM, or a magnetic recording medium, for example a floppy disk or a disk. hard.
  • the information medium may be a transmissible medium such as an electrical or optical signal, which may be conveyed via an electrical or optical cable, by radio or by other means.
  • the program according to the invention can be downloaded in particular on an Internet type network.
  • the information carrier may be an integrated circuit in which the program is incorporated, the circuit being adapted to execute or to be used in the execution of the method in question.
  • FIG. 1 shows a receiving device according to the invention in a preferred embodiment
  • FIG. 2 represents, in flowchart form, the main steps of a reception method according to the invention
  • FIGS. 3 and 4 illustrate the results obtained in one embodiment of the invention.
  • Figure 1 schematically shows a receiving device 1 according to the invention.
  • the receiver 1 is a receiver adapted to a downlink type transmission of a DS-CDMA system according to the W-CDMA standard.
  • W-CDMA Wideband Code Division Multiple Access
  • this receiver 1 comprises an antenna 10, a radio frequency chain 20 making it possible in particular to bring the signal back to the baseband carrier frequency and to carry out Nyquist root filtering, and an analog / digital converter 40. provides samples of the digital signal.
  • the device 1 also comprises an equalizer 70 and a filter adapted to the transmission channel 60.
  • the matched filter 60 is arranged in parallel with the equalizer 70.
  • the equalizer 70 is a LMMSE receiver, and the adapted filter 60 a RAKE type receiver.
  • the receiving device 1 comprises digital data processing means 50 of the type conventionally found in a mobile terminal.
  • these processing means 50 are adapted to execute a computer program PROG stored in an information medium 52, this computer program comprising instructions for carrying out the steps of a reception method according to the invention and whose flowchart is given in Figure 2.
  • the receiver i.e. equalizer 70 or filter 60 adapted to the transmission channel
  • the receiver is selected every 0.66 milliseconds, or each slot of the W-CDMA standard.
  • the processing means 50 collect, during a step ElO, the samples of a slot n at the output of the means 10 to 40 for obtaining samples.
  • This sample collection step ElO is followed by a step E20 during which the processing means 50 calculate a value J dependent on the autocorrelation of the samples of this slot.
  • r is the correlation matrix of the noise
  • - ⁇ 2 d is the transmission power of the desired signal, namely, in the particular case of the downlink DS-CDMA systems, the total power of the signal transmitted by the base station.
  • the RAKE type receiver is mathematically equivalent to a filter adapted to the transmission channel followed by a correlator.
  • H H e ⁇ of equation (2) is no more than a vector containing all or part of the impulse response of the filter adapted to the transmission channel.
  • the LMMSE receiver is reduced to a RAKE receiver and no gain is provided by the equalizer.
  • the matrix R is very different from the identity, the receiver of the RAKE type is then very different from the LMMSE receiver, sign that the latter is able to bring a significant gain compared to the receiver of the RAKE type.
  • the gain provided by the equalizer is a function of the difference between the matrix R and the identity matrix, since the more this matrix approaches an identity matrix, the more the LMMSE receiver will tend towards a receiver of RAKE type.
  • the value J dependent on the autocorrelation of the samples of the slot is of the form:
  • This value measures the standard of the difference between the autocorrelation matrix of the received signal R and an identity matrix in order to translate the gain that can be brought by the LMMSE equalizer 70 relative to the receiver of the RAKE 60 type.
  • this value J depends on the channel, but also on the power of the signal, the power of the noise and the correlation of the noise.
  • the temporal autocorrelation matrix R of this signal has a Toeplitz structure and a Hermitian symmetry of the shape;
  • the main diagonal of the autocorrelation matrix R carries the power of the received signal.
  • ⁇ 1 / r 0 .
  • the length L ma ⁇ can be determined from the chip rate and the average power profile of the transmission channels that may be encountered in the environment of the application.
  • each autocorrelation value r m is estimated directly from a time average given by the formula:
  • N is the length of the received signal sequence entering the estimate.
  • N will typically be of the order of the length of the W-CDMA slot, or 2560 chips.
  • This first method of calculation has the advantage of providing the true autocorrelation of the received signal, whatever the statistics of the interference. In return, it requires a significant computational complexity whose cost is felt all the more when the RAKE receiver 60 is finally selected since this receiver does not exploit the knowledge of autocorrelation of the signal.
  • the autocorrelation matrix R is rewritten from the formula (2) then in the form;
  • the elements of the autocorrelation matrix R can then be estimated at a positive real coefficient, for example by the method described in E. Hardouin "Chip level equalization for the link descendant of DS-CDMA mobile communications systems ", Doctoral Thesis, University of Rennes 1, May 2004, pages 110-114.
  • This method uses the pilot channel present in the W-CDMA and cdma2000 standards, which is a channel common to all users of the cell which carries only pilot symbols all identical and known in advance of the receiver.
  • This method requires that the ratio between the power of the pilot channel and the total power transmitted by the base station is known by the receiver, for example by being transmitted by the base station.
  • coefficients h are the coefficients of the transmission channel estimated by correlation with the pilot channel, by the formula:
  • N the length of the received signal sequence on which the estimate is made.
  • N will typically be about the length of the W-CDMA slot, or 2560 chips.
  • ⁇ M 2 is the noise power estimated by
  • the value of the criterion J can be calculated using formulas (5) or (6) according to the chosen formula.
  • step E20 of calculating the value J dependent on the autocorrelation is followed by a step E30 during which the processing means 50 compare this value J with a threshold S.
  • the value of the threshold S will generally be chosen between 0 and 1, this value possibly exceeding 1.
  • a value of 0.3 leads, for example, to performances close to those of the fixed LMMSE receiver while offering a significant savings in consumption when the LMMSE receiver offers only a small gain compared to the RAKE 60 receiver as described later. with reference to Figures 3 and 4.
  • the comparison step E30 is followed by a step of selecting the equalizer 70 or the RAKE receiver 60 as a function of the result of this comparison.
  • the receiver 60 of the RAKE type is selected (step E40) if the value J dependent on the autocorrelation is lower than the predefined threshold S, and the equalizer 70 is selected (step E50) in the opposite case.
  • the processing means 50 are adapted to position switches 81 and 82 at the input and output of the selected receiver.
  • the step E40 or the step E50 of selecting the receiver is followed by a step E60 during which signals are processed with the selected receiver 60, 70.
  • the processed samples may be in particular those of the slot used to select the receiver or those of the next slot.
  • the same criterion can be applied in a non-CDMA environment to select between an equalizer and a simple filter adapted to the transmission channel.
  • the selection method may be implemented identically, i.e. calculating the criterion based on the received signal sampled at the chip rate, if the RAKE receiver processes a sampled signal at a rate higher than that of the chip rate, which is used in practice to take into account precisely the delays of the channel paths. Indeed, the performance difference between a RAKE-type receiver processing a chip-sampled signal and a RAKE-type receiver processing a sampled signal at a higher rate is small compared to the performance gain provided by an equalizer when this gain is significant. .
  • the selection method can be implemented identically whether the equalizer is performed synchronously or fractionally, that is to say by calculating the criterion according to the received signal sampled at the chip rate. Indeed, if an equalizer processing a signal sampled at the chip rate is likely to bring a gain compared to a receiver type RAKE, the gain provided by an equalizer processing a signal sampled at a higher rate will be at least equivalent.
  • the channel is too selectively frequency-selective, or if the signal-to-noise ratio is too low to allow a synchronous equalizer to bring a gain compared to a RAKE-type receiver, then the same will be true for a receiver. split equalizer.
  • the criterion thus calculated on a particular antenna therefore reflects the gain possibilities allowed by an equalizer exploiting the reception diversity compared to a receiver of RAKE type also exploiting the reception diversity.
  • the equalizer and the filter adapted to the channel may respectively integrate and be associated with a spatial cancellation cancellation treatment, for example of the "optimal combining” type. "for the adapted filter (RG Vaughan,” On Optimum Combination at the Mobile “, IEEE Trans., Veh Technol., vol 37, No. 4, Nov. 1988).
  • the proposed selection criterion expressing the difference in structure between a filter adapted to the channel and an MMSE linear equalizer, it directly reflects the gain that can be observed between these two receivers.
  • the criterion expresses in this way the presence of a temporally structured interference in the received signal, it makes it possible to detect whether it is expedient to implement a receiver capable of combating this reception interference.
  • the equalizer may thus be other than an MMSE linear equalizer, such as a maximum likelihood sequence detector (MLSE for Maximum Likelihood Sequence
  • the equalizer can also be a Multipath Interference Canceller (MPIC).
  • MPIC Multipath Interference Canceller
  • the length of the equalizer entering the calculation of the criterion can be chosen equal to the length that would be chosen for the linear equalizer MMSE if it was used.
  • the criterion no longer directly reflects the gain that can be observed between the equalizer and the filter adapted to the channel.
  • FIGS. 3 and 4 the results obtained by the selection method proposed in the context of an adaptive mono-antenna receiver of the RAKE 60 / LMMSE 70 type in a W-CDMA mobile communication system.
  • the scenario considered reproduces an urban deployment of seven hexagonal macro cells: a host central cell surrounded by a ring of six adjacent interfering cells.
  • the service in question is the transmission of voice at 12.2 kb / s.
  • All base stations (BSs) transmit at full power (43 dBm) while the power allocated to the desired user by its BS, located in the center of the central cell, is set at 25 dBm.
  • the transmission channel associated with each BS is the Rayleigh ITU Pedestrian B fading channel, which has 6 distinguishable paths whose maximum delay covers 15 chip durations. Note that the RAKE only takes into account the four most powerful paths.
  • the mobile terminal moves from the center of the central cell to its edge, located 500 m from the BS. During the displacement, the nature of the dominant interference thus evolves from a strong intracellular interference structured by the multiple paths towards a strong weakly temporally weak extracellular interference. For each position of the mobile, it simulates the transmission of a large number of blocks of three slots, the transmission channels between the mobile and the different BS being drawn randomly and independently to each block and remaining fixed over the duration of the block. The selection of the receiver is performed at each three-slot block, based on the direct estimate of the autocorrelation of the received signal described above.
  • FIG. 3 shows the performances obtained by the RAKE receiver, the LMMSE receiver and the RAKE / LMMSE adaptive receiver for several values of the threshold S as a function of the distance of the mobile to its base station.
  • the threshold the more the adaptive receiver's performance is close to that of the fixed LMMSE receiver, since the LMMSE receiver is then more easily selected.
  • a higher selection rate of the LMMSE receiver also results in increased receiver consumption. This confirms the influence of the choice of the threshold on the performance / consumption ratio of the RAKE / LMMSE adaptive receiver.
  • Figure 4 details the selection percentage of the RAKE receiver for different positions of the mobile in the cell.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

Ce dispositif (1) de réception de signal issu d'un canal de transmission comporte des moyens (10, 20,40) pour obtenir des échantillons d'un signal, des moyens (50) de calcul d'une valeur dépendante de l'autocorrélation d'une suite d'échantillons, des moyens (50) pour comparer cette valeur avec un seuil prédéterminé, et des moyens (50, 81, 82) pour sélectionner, en fonction du résultat de la comparaison, et afin de traiter des échantillons de signal, un égaliseur (70) ou un filtre (60) adapté au canal.

Description

Dispositif et procédé de sélection d'un récepteur en fonction de l'environnement
Arrière-plan de l'invention
Le domaine de l'invention est celui des communications numériques.
Plus particulièrement l'invention concerne un procédé et un dispositif pour sélectionner, en fonction des conditions de transmission, un récepteur choisi parmi un égaliseur et un filtre adapté au canal de transmission.
L'invention trouve une application particulière dans le domaine des communications numériques radiofréquences entre une station de base et un terminal mobile. Mais elle peut aussi s'appliquer à tout type de transmission (sur ligne de cuivre, acoustique, sous-marine, etc.).
Le problème technique résolu par l'invention va maintenant être explicité dans le contexte des techniques de communication mobile par étalement de spectre à séquence directe (mieux connu sous l'acronyme anglo-saxon de DS-CDMA pour "Direct Séquence Code Division Multiple
Access").
Le récepteur traditionnellement mis en œuvre dans les systèmes DS-CDMA, dans les stations de base, comme dans les terminaux mobiles, est un récepteur en râteau, mieux connu sous le nom anglais de RAKE. II est connu que les récepteurs de type RAKE offrent des performances limitées lorsque les systèmes sont fortement chargés et/ou lorsque les facteurs d'étalement sont faibles.
Dans le cas particulier où la station de base émet et le mobile reçoit, cette liaison étant appelée "liaison descendante", un récepteur plus performant que le récepteur de type RAKE est obtenu par la combinaison d'un égaliseur au niveau chip avec un corrélateur adapté au code désiré.
On rappelle ici que, conformément à la technologie CDMA, chaque symbole d'information est émis sous la forme d'une suite de sous- symboles résultant de l'étalement du spectre, et que chacun de ces sous- symboles est traditionnellement désigné par le terme "chip". Un tel récepteur est notamment décrit dans le document "Downlink spécifie linear equalization for frequency sélective CDMA œllular Systems", T.P. Krauss, W. J. Hillery and M. D. Zoltowski, J. VLSI Signal Process, Vol. 30, pages 143-161, Mars 2002. En pratique, et notamment pour des raisons liées à la structure des signaux traités par l'égaliseur, la forme d'égaliseur la plus utilisée est l'égaliseur linéaire minimisant l'erreur quadratique moyenne (MMSE en anglais, pour "Minimum Mean Square Error"), Le récepteur résultant est généralement appelé récepteur linéaire MMSE ou récepteur LMMSE. Les récepteurs LMMSE présentent un inconvénient majeur en ce qu'ils sont significativement plus complexes qu'un récepteur de type RAKE, ce qui se traduit par une consommation accrue du terminal mobile.
On connaît, notamment par la demande de brevet US n° 2004/0042537 ayant pour titre "Spread spectrum receiver apparatus and method" de C. D. Frank, Mars 2004, un dispositif mettant en œuvre en parallèle un récepteur en râteau de type RAKE et un égaliseur MMSE adaptatif.
Ce dispositif comporte des moyens pour sélectionner l'un de ces deux récepteurs en fonction des performances effectives de ces récepteurs dans un environnement donné.
Cette méthode, qui nécessite d'utiliser les deux récepteurs en parallèle, est nécessairement coûteuse en termes de complexité et de consommation.
Afin de résoudre ce problème, J. Black et M.A. Howard ont décrit (Demande de brevet US n° 2004/0240531, "Communication receiver with hybrid equalizer", décembre 2004) une méthode qui permet de décider quand activer l'égaliseur, le récepteur de type RAKE restant en permanence actif pour permettre de décider quand rebasculer vers le récepteur de type RAKE seul. Dans cette solution, les deux récepteurs fonctionnent en parallèle pendant les périodes de décision.
Objet ...et résumé de l'invention
L'invention vise à pallier les inconvénients précédents. A cet effet, l'invention concerne un dispositif de réception d'un signal portant une information numérique, ledit signal étant issu d'un canal de transmission, ce dispositif comportant des moyens pour obtenir des échantillons de ce signal, un égaliseur et un filtre adapté au canal.
Ce dispositif comporte des moyens de calcul d'une valeur dépendante de l'autocorrélation d'une suite d'échantillons, des moyens pour comparer cette valeur avec un seuil et des moyens pour sélectionner, afin de traiter des échantillons de signal, l'égaliseur ou le filtre adapté en fonction du résultat de la comparaison.
L'homme du métier comprend que conformément à l'invention, le calcul de la valeur dépendante de l'autocorrélation s'effectue sans aucun traitement préalable, par l'égaliseur ou par le filtre adapté, des échantillons servant à ce calcul.
Ainsi, conformément à l'invention, la sélection de l'égaliseur ou du filtre adapté au canal s'effectue sans que ces éléments soient mis en œuvre, y compris pendant la période de décision. Du fait de la prise en compte de l'autocorrélation, le niveau de bruit influe sur la décision d'utiliser l'égaliseur ou le filtre adapté au canal, ce paramètre ayant un impact non négligeable sur les performances de l'égaliseur.
En effet, il est connu de l'homme du métier que les performances d'un égaliseur se rapprochent de celles du filtre adapté au canal lorsque le rapport signal/bruit (SNR, en anglais "Signal to Noise
Ratio") diminue, c'est-à-dire lorsque la puissance du bruit est importante par rapport à la puissance du signal reçu de la station de base émettrice.
Le seuil auquel est comparée la valeur dépendante de l'autocorrélation peut être prédéterminé, ou calculé en cours de fonctionnement du dispositif.
Dans toute la description :
- la notation x* désigne le conjugé complexe du scalaire x ;
- la notation |x| désigne le module du scalaire x ; - la notation E{x} désigne l'espérance mathématique de la variable aléatoire x ;
- Mτ désigne Ia transposée de Ia matrice M ;
- MH désigne la transposée conjuguée de Ia matrice M ; et
- l'opérateur [ |.| |2 désigne Ie carré d'une norme matricielle. Dans un mode préféré de réalisation, Ia valeur dépendante de l'autocorrélation est de Ia forme J = αj JβR-I| |2, où α et β sont des coefficients de pondération, I la matrice identité, et R la matrice d'autocorrélation temporelle du signal.
Comme démontré ultérieurement, cette caractéristique permet avantageusement d'évaluer la différence de gain pouvant être apportée par l'égaliseur par rapport au filtre adapté au canal.
Ainsi, l'invention permet de ne sélectionner l'égaliseur que lorsqu'un gain significatif peut être obtenu par rapport au filtre adapté au canal. On comprend en effet qu'il est préférable de ne pas sélectionner l'égaliseur lorsque celui-ci n'apporte qu'un gain limité, car l'utilisation de l'égaliseur est beaucoup plus consommatrice de ressource pour le terminal.
L'homme du métier comprend donc que le choix du seuil s'effectue en fonction d'un compromis performance/consommation.
Préférentiellement, les coefficients de pondération α et β sont respectivement égaux à 1/LP et 1/ro, où ro et Lp représentent respectivement la puissance du signal reçu et le nombre de coefficients (ou longueur) de l'égaliseur.
Comme explicité ultérieurement, ce choix du coefficient β permet d'affranchir la valeur du critère de la puissance du signal reçu. Par ailleurs, ce choix du paramètre α permet de limiter la dépendance entre la valeur du critère et la longueur de l'égaliseur, pour un environnement de transmission donné.
Le signal reçu par le dispositif selon l'invention est émis par une station de base. Dans un mode préféré de réalisation, les paramètres définissant la matrice d'autocorrélation dépendent :
- des coefficients estimés du canal de transmission ;
- de la puissance estimée du bruit ; et
- du rapport entre la puissance d'émission d'un signal pilote émis par cette station de base et la puissance d'émission totale de cette station. Cette caractéristique permet avantageusement de limiter le nombre d'opérations nécessaires à l'obtention de la matrice d'autocorrélation, puisqu'elle est construite directement à partir de ces informations.
Corrélativement, l'invention concerne un procédé de réception d'un signal portant une information numérique, ledit signal étant issu d'un canal de transmission. Ce procédé comporte : - une étape d'obtention d'échantillons de ce signal ;
- une étape de calcul d'une valeur dépendante de l'autocorrélation d'une suite d'échantillons ;
- une étape de comparaison de cette valeur avec un seuil ; - une étape de sélection, d'un égaliseur ou d'un filtre adapté au canal en fonction du résultat de la comparaison ; et
- une étape de traitement d'échantillons du signal, avec l'élément sélectionné.
Selon une implémentation préférée, les différentes étapes du procédé sont déterminées par des instructions de programmes d'ordinateurs.
En conséquence, l'invention vise aussi un programme d'ordinateur sur un support d'informations, ce programme étant susceptible d'être mis en œuvre dans un dispositif de réception, ce programme comportant des instructions adaptées à la mise en œuvre d'un procédé de réception tel que décrit brièvement ci-dessus.
Ce programme peut utiliser n'importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet, tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable.
L'invention vise aussi un support d'informations lisible par un dispositif de réception, et comportant des instructions d'un programme d'ordinateur tel que mentionné ci-dessus. Le support d'informations peut être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une disquette (floppy dise) ou un disque dur.
D'autre part, le support d'informations peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet. Alternativement, le support d'informations peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question.
Brève description des dessins
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description faite ci-dessous, en référence aux dessins annexés qui en illustrent un exemple de réalisation dépourvu de tout caractère limitatif. Sur les figures :
- la figure 1 représente un dispositif de réception conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation ;
- la figure 2 représente, sous forme d'organigramme, les principales étapes d'un procédé de réception conforme à l'invention ; et - les figures 3 et 4 illustrent les résultats obtenus dans un mode de réalisation de l'invention.
Description détaillée d'un mode de réalisation
La figure 1 représente de façon schématique un dispositif 1 de réception conforme à l'invention.
Dans le mode préféré de réalisation décrit ici, le récepteur 1 est un récepteur adapté à une transmission de type liaison descendante d'un système DS-CDMA selon le standard W-CDMA. Pour plus de détails sur ce standard, l'homme du métier pourra se reporter au document "H. HoIm and A. Toskala, Eds. WCDMA for UMTS, 2nd éd. Wiley, 2002".
De façon connue, ce récepteur 1 comporte une antenne 10, une chaîne radiofréquence 20 permettant notamment de ramener le signal sur fréquence porteuse en bande de base et d'effectuer un filtrage en racine de Nyquist, et un convertisseur analogique/numérique 40. Cet ensemble permet d'obtenir des échantillons du signal numérique.
Dans Ie mode de réalisation décrit ici, nous supposerons que les échantillons délivrés par le convertisseur analogique/numérique 40 sont échantillonnés au rythme chip.
Le dispositif 1 comporte également un égaliseur 70 et un filtre adapté au canal de transmission 60. Dans le mode de réalisation décrit ici, le filtre adapté 60 est agencé en parallèle avec l'égaliseur 70.
Dans l'exemple décrit ici, l'égaliseur 70 est un récepteur LMMSE, et le filtre adapté 60 un récepteur de type RAKE. Conformément à l'invention, le dispositif 1 de réception comporte des moyens de traitement de données numériques 50 du type de ceux que l'on trouve de façon classique dans un terminal mobile.
Plus précisément, ces moyens de traitement 50 sont adaptés à exécuter un programme informatique PROG mémorisé dans un support d'informations 52, ce programme d'ordinateur comportant des instructions pour l'exécution des étapes d'un procédé de réception conforme à l'invention et dont l'organigramme est donné à la figure 2.
Dans le mode de réalisation décrit ici, nous supposerons que le récepteur (à savoir l'égaliseur 70 ou le filtre 60 adapté au canal de transmission) est sélectionné toutes les 0,66 millisecondes, soit à chaque slot du standard W-CDMA.
A cet effet, les moyens de traitement 50 collectent, au cours d'une étape ElO, les échantillons d'un slot n en sortie des moyens 10 à 40 d'obtention d'échantillons. Cette étape ElO de collection d'échantillons est suivie par une étape E20 au cours de laquelle les moyens de traitement 50 calculent une valeur J dépendante de l'autocorrélation des échantillons de ce slot.
On rappelle tout d'abord que la réponse impulsionnelle de l'égaliseur linéaire MMSE au temps chip peut s'exprimer dans le cas d'une seule antenne de réception comme
Figure imgf000009_0001
où :
- p est Ie vecteur colonne de longueur Lp contenant les échantillons de la réponse impulsionnelle de l'égaliseur,
- H est une matrice de Toeplitz Lp x (Lf1+ Lp-I) rassemblant les éléments de Ia réponse impulsionnelle du canal de transmission, notés h = [ho, hi,..., hLh-i]τ sous la forme :
Figure imgf000010_0001
0 h
Hτ = 0 A1 '/Ji-I 0
0 0 Λ, h /Ji-I
- r est la matrice de corrélation du bruit ;
- eΔ est un vecteur colonne de longueur Lp dont tous les éléments sont nuls excepté le Δ+lème, Δ étant le retard de restitution de l'égaliseur ; et
- σ2 d est la puissance d'émission du signal désiré, à savoir, dans le cas particulier de la liaison descendante des systèmes DS-CDMA, la puissance totale du signal transmis par la station de base.
Pour plus de renseignements, l'homme du métier pourra se reporter au document T.P. Krauss, W. J. Hillery et M. D. Zoltowski, "Downlink spécifie linear equalization for frequency sélective CDMA cellular Systems", J. VLSI Signal Process, Vol. 30, pages 143-161, Mars 2002.
De façon connue, le récepteur de type RAKE est mathématiquement équivalent à un filtre adapté au canal de transmission suivi d'un corrélateur.
Pour plus d'informations à ce sujet, l'homme du métier pourra se reporter au document C. Laot et E. Hardouin "Infinite-length implementation of linear chip-level equalizers by blind recursive filtering for the DS-CDMA downlink" in Proc. IEEE Int. Conf. Commun. Juin 2004.
Or, le terme HHeΔ de l'équation (2) n'est autre qu'un vecteur contenant tout ou partie de la réponse impulsionnelle du filtre adapté au canal de transmission. Une telle considération a notamment été exploitée dans le document précité où il est montré que le récepteur LMMSE peut se décomposer en un préfiltre suivi d'un récepteur de type RAKE.
La différence entre le traitement effectué par le récepteur de type RAKE et le récepteur LMMSE réside donc dans la matrice
R = σΗwH + r (2)
qui n'est autre que la matrice d'autocorrélation temporelle du signal reçu.
En particulier, si Ia matrice R est proportionnelle à la matrice identité, le récepteur LMMSE se réduit à un récepteur de type RAKE et aucun gain n'est apporté par l'égaliseur. En revanche, si la matrice R est très différente de l'identité, le récepteur de type RAKE est alors très différent du récepteur LMMSE, signe que ce dernier est en mesure d'apporter un gain important par rapport au récepteur de type RAKE.
On comprend ainsi que le gain apporté par l'égaliseur est fonction de la différence entre la matrice R et la matrice identité, puisque plus cette matrice se rapproche d'une matrice identité et plus le récepteur LMMSE tendra vers un récepteur de type RAKE.
Aussi, dans le mode préféré de réalisation, la valeur J dépendante de l'autocorrélation des échantillons du slot est de la forme :
Figure imgf000011_0001
où α et β sont des pondérations explicitées ultérieurement.
Cette valeur mesure la norme de la différence entre la matrice d'autocorrélation du signal reçu R et une matrice identité afin de traduire le gain pouvant être apporté par l'égaliseur LMMSE 70 par rapport au récepteur de type RAKE 60.
On notera que par l'intermédiaire de la matrice d'autocorrélation cette valeur J dépend du canal, mais aussi de la puissance du signal, de la puissance du bruit et de la corrélation du bruit.
Etant donné que le signal reçu yn est échantillonné au rythme chip, la matrice R d'autocorrélation temporelle de ce signal possède une structure de Toeplitz et une symétrie hermitienne de la forme ;
Figure imgf000011_0002
La diagonale principale de Ia matrice d'autocorrélation R porte la puissance du signal reçu, Afin que le critère de décision soit indépendant de la puissance du signal reçu et soit nul lorsque R est proportionnelle à l'identité, on pose β = 1 / r0. De plus, on constate en développant la formule (3) que la valeur du critère augmente plus que linéairement avec la longueur de l'égaliseur Lp pour un même environnement. Ceci n'est pas désirable, car même si en pratique les performances de l'égaliseur 70 dépendent de sa longueur, la dépendance est complexe et loin d'être linéaire. Pour alléger cette dépendance, on pose a = 1/LP.
En utilisant la norme de Frobenius et la structure hermitienne de Toeplitz de la matrice d'autocorrélation R, le critère peut finalement être calculé pratiquement par la formule :
Figure imgf000012_0001
On notera que le nombre de termes intervenant dans la somme de la formule (5) peut être réduit en considérant la structure de la matrice d'autocorrélation R décrite par la formule (2) et la forme particulière de la matrice Hτ.
En supposant que les longueurs des canaux de transmission associés respectivement avec le signal provenant de la station de base désirée et les signaux interférents sont inférieures ou égales à une longueur donnée Lmax, on peut montrer que les éléments rm de la matrice d'autocorrélation temporelle R sont nuls pour m > Lmax.
Le critère résultant s'écrit finalement :
(6)
Figure imgf000012_0002
En pratique, la longueur Lmaχ peut être déterminée à partir du rythme chip et du profil moyen de puissance des canaux de transmission susceptibles d'être rencontrés dans l'environnement de l'application.
Dans Ie cas du standard W-CDMA, on prendra par exemple Lmax = 10.
Plusieurs méthodes peuvent être utilisées pour déterminer l'autocorrélation du signal reçu. Selon une première méthode, on estime directement chaque valeur d'autocorrélation rm à partir d'une moyenne temporelle donnée par la formule :
I ,Y-I r r,, = = —• / V V (7) JV n=o
où yn est le nième échantillon au rythme chip du signal reçu et N la longueur de la séquence de signal reçu entrant dans l'estimation. Dans l'application considérée, N sera typiquement de l'ordre de la longueur du slot W-CDMA, soit 2560 chips.
Cette première méthode de calcul présente l'avantage de fournir l'autocorrélation véritable du signal reçu, quelles que soient les statistiques de l'interférence. En contrepartie, elle demande une complexité de calcul non négligeable dont le coût se ressent d'autant plus quand c'est le récepteur 60 de type RAKE qui est finalement sélectionné puisque ce récepteur n'exploite pas la connaissance de l'autocorrélation du signal.
Dans un mode préféré de réalisation, on utilise une autre méthode de calcul de l'autocorrélation beaucoup plus économique du point de vue de la consommation du terminal.
Cette variante préférée va maintenant être explicitée en détail. Afin de simplifier le calcul, on fait l'hypothèse que la matrice de corrélation du bruit est diagonale, c'est-à-dire que :
r = σM 2I (8) où σl est la puissance du bruit.
La matrice d'autocorrélation R se réécrit à partir de la formule (2) alors sous la forme ;
E = σjH';/H + σ;I (9)
Les éléments de la matrice d'autocorrélation R peuvent alors être estimés à un coefficient réel positif près par exemple par la méthode décrite dans E. Hardouin "Egalisation au niveau chip pour la liaison descendante des systèmes de communications mobiles DS-CDMA", Thèse de Doctorat, Université de Rennes 1, Mai 2004, pages 110-114.
Cette méthode utilise le canal pilote présent dans les standards W-CDMA et cdma2000, qui est un canal commun à tous les utilisateurs de la cellule qui ne porte que des symboles pilotes tous identiques et connus à l'avance du récepteur. Cette méthode demande que le rapport entre la puissance du canal pilote et la puissance totale transmise par la station de base soit connu par le récepteur, par exemple en étant transmis par la station de base.
Ce rapport est noté p et est défini comme :
p
_ x pilote
(10) totale
où Ppιl(m, est la puissance du canal pilote transmise par la station de base et Plolale est la puissance totale transmise par la station de base. On obtient alors les valeurs d'autocorrélation par :
Figure imgf000014_0001
où les coefficients h, sont les coefficients du canal de transmission estimés par corrélation avec le canal pilote, par la formule :
Figure imgf000014_0002
où ap est Ia valeur des symboles pilotes portés par le canal pilote, Sn le nième échantillon de Ia séquence d'embrouillage tel que |Sn| = 1 et N Ia longueur de la séquence de signal reçu sur laquelle s'effectue l'estimation. N sera typiquement de l'ordre de la longueur du slot W-CDMA, soit 2560 chips.
Le terme σM 2 est la puissance du bruit estimée par
σ; = σ; -σ; (13)
où σ] est la puissance du signal reçu et σj est donnée par la formule
-, i ^e1 h, 2 (14).
P I=O
Une fois que les valeurs d'autocorrélation rm sont estimées par l'une ou l'autre des méthodes décrites, la valeur du critère J peut être calculée en utilisant les formules (5) ou (6) suivant la formule choisie.
L'étape E20 de calcul de la valeur J dépendante de l'autocorrélation est suivie par une étape E30 au cours de laquelle les moyens de traitement 50 comparent cette valeur J avec un seuil S.
La valeur du seuil S sera généralement choisie entre 0 et 1, cette valeur pouvant toutefois dépasser 1.
Une valeur de 0,3 conduit par exemple à des performances proches de celles du récepteur LMMSE fixe tout en offrant une économie importante de la consommation lorsque le récepteur LMMSE n'offre que peu de gain par rapport au récepteur de type RAKE 60 comme décrit ultérieurement en référence aux figures 3 et 4.
Conformément à l'invention, l'étape E30 de comparaison est suivie par une étape de sélection de l'égaliseur 70 ou du récepteur 60 de type RAKE en fonction du résultat de cette comparaison.
Plus précisément, le récepteur 60 de type RAKE est sélectionné (étape E40) si la valeur J dépendante de l'autocorrélation est inférieure au seuil prédéfini S, et l'égaliseur 70 est sélectionné (étape E50) dans le cas contraire.
A cet effet, les moyens de traitement 50 sont adaptés à positionner des commutateurs 81 et 82 en entrée et en sortie du récepteur sélectionné. L'étape E40 ou l'étape E50 de sélection du récepteur est suivie par une étape E60 au cours de laquelle des signaux sont traités avec le récepteur 60, 70 sélectionné.
Les échantillons traités peuvent être notamment ceux du slot ayant servi à la sélection du récepteur ou ceux du slot suivant.
La description qui vient d'être faite l'a été dans le cadre du CDNA où le choix s'effectue entre un récepteur 60 de type RAKE et un récepteur LMMSE 70.
Toutefois, le même critère peut être appliqué en environnement non CDMA pour sélectionner entre un égaliseur et un simple filtre adapté au canal de transmission.
Le procédé de sélection peut être mis en œuvre de manière identique, c'est-à-dire en calculant le critère d'après le signal reçu échantillonné au rythme chip, si le récepteur de type RAKE traite un signal échantillonné à une cadence supérieure à celle du rythme chip, ce qui s'utilise en pratique afin de prendre en compte précisément les retards des trajets du canal. En effet, la différence de performance entre un récepteur de type RAKE traitant un signal échantillonné au rythme chip et un récepteur de type RAKE traitant un signal échantillonné à une cadence supérieure est faible devant le gain de performance apporté par un égaliseur lorsque ce gain est significatif.
Le procédé de sélection peut être mis en œuvre de manière identique que l'égaliseur soit réalisé de manière synchrone ou fractionnée, c'est-à-dire en calculant le critère d'après le signal reçu échantillonné au rythme chip. En effet, si un égaliseur traitant un signal échantillonné au rythme chip est susceptible d'apporter un gain par rapport à un récepteur de type RAKE, le gain apporté par un égaliseur traitant un signal échantillonné à une cadence supérieure sera au moins équivalent.
Alternativement, si le canal est trop peu sélectif en fréquence, ou si Ie rapport signal/bruit est trop faible pour permettre à un égaliseur synchrone d'apporter un gain par rapport à un récepteur de type RAKE, alors il en sera de même pour un égaliseur fractionné.
En d'autres termes, si les conditions sont favorables (respectivement, défavorables) à l'utilisation d'un égaliseur synchrone, alors elles Ie seront également pour un égaliseur fractionné. Un raisonnement similaire s'applique dans le cas d'un terminal équipé de plusieurs antennes de réception. Il suffit alors de calculer la valeur J dépendante de l'autocorrélation des échantillons obtenus en sortie d'une seule des antennes : en effet, si le signal reçu sur une antenne connaît des conditions de transmission permettant à l'égaliseur d'apporter un gain suffisant par rapport au récepteur de type RAKE, il en sera généralement de même pour les signaux reçus sur les autres antennes.
Le critère ainsi calculé sur une antenne particulière traduit donc les possibilités de gain permises par un égaliseur exploitant la diversité de réception comparée à un récepteur de type RAKE exploitant également la diversité de réception.
L'homme du métier comprend qu'en présence de plusieurs antennes de réception, l'égaliseur et le filtre adapté au canal peuvent respectivement intégrer et être associés à un traitement d'annulation spatiale de l'interférence, par exemple de type "optimal combining" pour le filtre adapté (R. G. Vaughan, "On optimum combining at the mobile", IEEE Trans. Veh. Technol., vol 37, n° 4, Nov. 1988).
Le critère de sélection proposé exprimant la différence de structure entre un filtre adapté au canal et un égaliseur linéaire MMSE, il reflète directement le gain susceptible d'être observé entre ces deux récepteurs.
Toutefois, puisque le critère exprime de cette façon la présence d'une interférence structurée temporellement dans le signal reçu, il permet de détecter s'il est opportun de mettre en œuvre un récepteur capable de combattre cette interférence en réception.
En toute généralité, l'égaliseur peut ainsi être autre qu'un égaliseur linéaire MMSE, comme un détecteur de séquence selon le maximum de vraisemblance (MLSE pour Maximum Likelihood Séquence
Estimator en anglais), un égaliseur à retour de décision ou un turbo égaliseur.
En CDMA, l'égaliseur peut également être un annuleur d'interférence multi-trajets (MPIC en anglais, pour MultiPath Interférence Canceller).
Lorsque l'égaliseur n'est pas l'égaliseur linéaire MMSE, Ia longueur de l'égaliseur entrant dans le calcul du critère peut être choisie égale à la longueur qui serait choisie pour l'égaliseur linéaire MMSE si ce dernier était utilisé.
Cependant, lorsque l'égaliseur n'est pas l'égaliseur linéaire MMSE, le critère ne traduit plus directement le gain susceptible d'être observé entre l'égaliseur et le filtre adapté au canal.
Nous allons maintenant décrire en référence aux figures 3 et 4 les résultats obtenus par la méthode de sélection proposée dans le cadre d'un récepteur mono-antenne adaptatif de type RAKE 60/LMMSE 70 dans un système de communication mobile W-CDMA. Le scénario considéré reproduit un déploiement urbain de sept macro cellules hexagonales : une cellule centrale hôte entourée d'une couronne de six cellules adjacentes interférentes. Le service considéré est la transmission de la voix à 12.2 kb/s. Toutes les stations de base (BSs) émettent à pleine puissance (43 dBm) tandis que la puissance allouée à l'utilisateur désiré par sa BS, située au centre de la cellule centrale, est fixée à 25 dBm. Le canal de transmission associé à chaque BS est le canal à évanouissements de Rayleigh ITU Pedestrian B, qui comporte 6 trajets distinguables dont le retard maximal couvre 15 durées chip. Notons que le RAKE ne prend en compte que les quatre trajets les plus puissants. Le terminal mobile se déplace du centre de la cellule centrale vers sa bordure, située à 500 m de la BS. Au cours du déplacement, la nature de l'interférence dominante évolue ainsi d'une forte interférence intracellulaire structurée par les trajets multiples vers une forte interférence extracellulaire faiblement structurée temporellement. Pour chaque position du mobile, on simule la transmission d'un grand nombre de blocs de trois slots, les canaux de transmission entre le mobile et les différentes BS étant tirés aléatoirement et indépendamment à chaque bloc et restant fixes sur la durée du bloc. La sélection du récepteur est opérée à chaque bloc de trois slot, d'après l'estimation directe de l'autocorrélation du signal reçu décrite précédemment.
La figure 3 montre les performances obtenues par Ie récepteur de type RAKE, le récepteur LMMSE et le récepteur adaptatif RAKE/LMMSE pour plusieurs valeurs du seuil S en fonction de la distance du mobile à sa station de base. Comme prévu, plus le seuil est faible et plus les performances du récepteur adaptatif sont proches de celles du récepteur LMMSE fixe, puisque Ie récepteur LMMSE est alors plus facilement sélectionné. D'un autre coté, un taux de sélection supérieur du récepteur LMMSE se traduit également par une consommation accrue du récepteur. Ceci confirme l'influence du choix du seuil sur le rapport performance/consommation du récepteur adaptatif RAKE/LMMSE. La figure 4 détaille le pourcentage de sélection du récepteur de type RAKE pour différentes positions du mobile dans la cellule. Quelle que soit la valeur du seuil, on peut constater que le taux de sélection du récepteur de type RAKE augmente lorsque le mobile approche de la bordure de cellule, la valeur du taux étant contrôlée par l'importance du seuil. On remarque en particulier que même pour S =0.3, qui offre au récepteur adaptatif des performances très proches de celles d'un récepteur LMMSE, le pourcentage de sélection du récepteur de type RAKE dépasse 75 % pour les distances supérieures à 400 m, ce qui représente une économie de consommation considérable par rapport à un récepteur LMMSE non adaptatif.
Ces résultats illustrent la pertinence du critère proposé dans le but de sélectionner le récepteur le plus approprié entre le récepteur de type RAKE et le récepteur LMMSE en fonction de l'environnement radio, ainsi que la possibilité de choisir le seuil de décision en fonction du compromis performance/consommation désiré.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif (1) de réception d'un signal portant une information numérique, ledit signal étant issu d'un canal de transmission, ce dispositif (1) comportant des moyens (10, 20, 40) pour obtenir des échantillons de ce signal, un égaliseur (70) et un filtre adapté (60) audit canal, ledit dispositif (1) de réception étant caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (50) de calcul d'une valeur (J) dépendante de l'autocorrélation d'une suite d'échantillons, des moyens (50) pour comparer ladite valeur (J) avec un seuil (S) et des moyens (50, 81, 82) pour sélectionner, afin de traiter des échantillons de signal, ledit égaliseur (70) ou ledit filtre adapté (60) en fonction du résultat de ladite comparaison.
2. Dispositif de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite valeur (J) dépendante de l'autocorrélation est de la forme :
J = α| | βR-I| |2 où α et β sont des coefficients de pondération, I la matrice identité et R une matrice d'autocorrélation temporelle dudit signal.
3. Dispositif de réception selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits coefficients de pondération α et β sont respectivement égaux à 1/LP et l/r0, où r0 et Lp représentent respectivement la puissance dudit signal et la longueur dudit égaliseur (70).
4. Dispositif de réception selon la revendication 2 ou 3, dans lequel ledit signal est émis par une station de base, caractérisé en ce que des paramètres définissant ladite matrice d'autocorrélation (R), dépendent :
- de coefficients estimés {h, ) du canal de transmission ; - d'une puissance estimée du bruit ( â; ) ; et
- d'un rapport (p) entre la puissance d'émission d'un signal pilote émis par ladite station de base et la puissance d'émission totale de cette station.
5. Procédé de réception d'un signal portant une information numérique, ledit signal étant issu d'un canal de transmission, ce procédé comportant une étape (ElO) d'obtention d'échantillons dudit signal et étant caractérisé en ce qu'il comporte :
- une étape (E20) de calcul d'une valeur (J) dépendante de l'autocorrélation d'une suite d'échantillons ; - une étape (E30) de comparaison de ladite valeur (J) avec un seuil (S) ;
- une étape (E40, E50) de sélection d'un élément parmi un égaliseur (70) et un filtre adapté (60) audit canal en fonction du résultat de ladite comparaison (E30) ; et
- une étape (E60) de traitement d'échantillons dudit signal, avec l'élément (60, 70) sélectionné.
6. Programme d'ordinateur sur un support d'informations, ledit programme (PROG) étant susceptible d'être mis en œuvre dans un dispositif de réception (1), caractérisé en ce qu'il comporte des instructions adaptées à la mise en œuvre d'un procédé de réception selon la revendication 5, lorsque ledit programme est exécuté par ce dispositif.
7. Support d'informations (52) lisible par un dispositif de réception, sur lequel est enregistré un programme d'ordinateur (PROG) qui comporte des instructions pour l'exécution des étapes d'un procédé de réception selon la revendication 5.
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Citations (3)

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WO2004017655A1 (fr) * 2002-08-16 2004-02-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Perfectionnements relatifs a des recepteurs radio sans fil
US20040042537A1 (en) * 2002-08-30 2004-03-04 Frank Colin David Spread spectrum receiver apparatus and method
US20040240531A1 (en) * 2003-06-02 2004-12-02 Black Peter J. Communication receiver with hybrid equalizer

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2004017655A1 (fr) * 2002-08-16 2004-02-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Perfectionnements relatifs a des recepteurs radio sans fil
US20040042537A1 (en) * 2002-08-30 2004-03-04 Frank Colin David Spread spectrum receiver apparatus and method
US20040240531A1 (en) * 2003-06-02 2004-12-02 Black Peter J. Communication receiver with hybrid equalizer

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