WO2002037709A1

WO2002037709A1 - Module de commutation

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Publication number: WO2002037709A1
Application number: PCT/JP2001/009587
Authority: WO
Inventors: Shigeru Kemmochi; Mitsuhiro Watanabe; Hiroyuki Tai; Keisuke Fukamachi; Satoru Yokouchi
Original assignee: Hitachi Metals, Ltd.
Priority date: 2000-11-01
Filing date: 2001-11-01
Publication date: 2002-05-10
Also published as: JP2009089427A; EP1333588A1; JP2011254505A; EP2437400B1; KR20020082840A; JP2007151181A; ATE544242T1; EP2437400A1; JP5122602B2; JP2010178380A; KR100757915B1; JP4337009B2; CN1394391A; JP4936033B2; CN1320778C; JP4324807B2; JP4332758B2; US20040032706A1; EP1333588B1; JP4532825B2

Description

高周波スィツチモジュール発明の分野

本発明はマイク口波帯等の高周波帯域で用いる高周波スィツチモジュールに関し、特に高周波スィツチとフィルタ等の他の高周波部品とを複合ィヒした高周波スィッチモジュールに関する。背景技術

昨今携帯電話機等の移動体通信機器の発展は目覚しいものがある。移動体通信機器に用いられる高周波部品として、アンテナと送信回路との接続、及びァンテナと受信回路との接続を切換えるための高周波スィッチがある。

例えば特開平 2-108301号に開示された高周波スィツチは、例えば EGSM900 (Extended Global System for Mobile Communications) , GSM1800, PCS (Personal Communications Service) 等の一つの送受信系を取り扱うもので、送信回路とアンテナとの間に配置されたスイッチング素子（ダイオード）と、アンテナと受信回路との間に配置されたえ Z4位相線路とを有する。 λ /4位相線路の受信回路側はダイォードを介して接地されているので、高周波スィツチは、各ダイォードに流れるバイアス電流により信号経路を切換える； 1 4型スィツチ回路として動作する。

図 38は、このような高周波スィツチを具備するシングルバンド携帯電話機用 RF回路の一例を示すブロック図である。高周波スィッチを具備する携帯電話機等の移動体通信機器は、アンテナ ΑΝΤに接続する高周波スィツチ回路 SWと、送信回路 ΤΧから来る送信信号に含まれる高調波成分がアンテナ ΑΝΤから放射されるのを防ぐととにも、アンテナ ΑΝΤから来る受信信号の一部が送信回路 ΤΧへ流入するのを防ぐために、送信回路 ΤΧと高周波スィツチ回路 SWとの間に設けられたローパスフィルタ fl等のフィルタ回路と、送信回路 TXから来る送信信号の一部が受信回路 RX に回りこまないようにするとともに、アンテナ ANTから来る受信信号に含まれる高調波成分を取り除くために、アンテナ ANT と受信回路 RXとの間に設けられたバンドパスフィルタ f2等のフィルタ回路、特に弾性表面波フィルタ (SAWフィルタ) とを具備する。

このようなシングルバンド携帯電話機に加えて、携帯電話機の急激な普及にともない、一台の携帯端末機で複数の通信方式を利用可能にしたデュアルバンド携帯電話機やトリプルバンド携帯電話機等のマルチパンド携帯電話機も開発された。シングルバンド携帯電話機が一つの送受信系のみを取り扱うのに対し、デュアルバンド携帯電話機は 2 つの送受信系を取り扱い、トリプルバンド携帯電話機は 3つの送受信系を取り扱う。マルチバンド携帯電話機の RF回路プロックの一例を図 36に示す。この例はデュアルパンド携帯電話機の RF回路ブロックであり、一つのアンテナを送受信共用として双方向の通信が可能なように、複数のフィルタからなる分波器 DPと、アンテナ ANTと送信回路 TX又は受信回路 RXとの接続を切り換える高周波スィッチ回路 SW1， SW2とを有する。

EGSM900等の携帯電話機は、雑音指数を下げて受信感度を上げるために、 R 回路に 2本の信号線を有する平衡型の高周波部品（例えば受信経路 RXに配置された低雑音増幅器 LNA及びその後段のミキサー MIX等）を具備する。低雑音増幅器 LNAが平衡入力型である場合、図 37に示すように、低雑音増幅器 LNAに接続された SAWフィルタは従来から信号端子が 1本の不平衡型、即ち不平衡ー不平衡型のフィルタ構成であったため、 LNAとの接続には平衡一不平衡変換回路が必要である。

また高周波スィッチや SAW フィルタ等のデバイスは通常特 1·生インピーダンスが 50 Ωとなるように設計されているが、低雑音増幅器 LNAの入カインピーダンスは 50 Ω〜300Ω程度である。そのため多くの場合各高周波部品の特性ィンピーダンスが異なり、インピーダンス変換回路が必要となる。平衡ー不平衡変換回路及ぴィンピーダンス変換回路の両方の機能を具備する回路素子として平衡ー不平衡変換トランス（Balun) が知られているが、 Balunを用いても必然的に部品点数が増えてしまう。また平衡ー不平衡変換トランスと SAWフィルタとの接続にもインピーダンスマッチングを考慮しなくてはならず、マッチングのためにコンデンサ、インダンクタ等の付属部品が必要となる。このため携帯電話機のサイズが大きくなるとともに、コストが増大するという問題がある。高周波部品の小型 ·軽量化の手段として、高周波スィツチ回路やフィルタ回路等を構成するコンデンサ、インダクタ等の素子の一部を LTCC (Low Temperature Co-Fireable Ceramics) 技術により積層体（多層基板）に内蔵させ、もつて複数の回路機能を有する複合部品とすることが行われている。

例えば特開平 6-197040号は、低温焼結誘電体セラミックシートからなる積層体内に伝送線路及びコンデンサを一体化的に内蔵した高周波スィッチを開示している。また特開平 10-32521号は、多層基板に RF段間フィルタ（SAWフィルタ）を一体的に搭載することにより小型 ·軽量化した高周波スィツチを開示してレヽる。さらに特開平 11-225089号は、二つ以上の送受信系を取り扱うように分波器及ぴ高周波スィツチを、低温焼結誘電体セラミック材料からなる積層体に一体化したマルチバンド携帯電話機用高周波スィツチを開示している。このような高周波スィツチと他の高周波部品とを複合化した部品を高周波スィッチモジユーノレと呼ぶ。

高周波スィッチモジュールにおいて、 LTCC技術によりコンデンサ、インダクタ等の回路素子の一部を積層体に内蔵させ、複数の回路機能を複合化することはできるが、実用に供し得る程度の電気的特性を得ることは実際容易ではなかった。例えば積層体内に高周波スィッチと、その受信系に接続された SAWフィルタとを一体化する場合、高周波スィツチと SAWフィルタとのインピーダンスマッチングを十分に考慮し、接続点での反射損失が少なくなるように接続しなければ、高周波スィツチから SAWフィルタの出力端に至る受信経路における不整合による受信信号の損失を低減できない。しかし高周波スィッチと SAWフィルタとを複合化すると、送信回路からァンテナへの送信経路において送信信号の損失が増加し、所望の電気的特性が得られない。その上、高周波スィッチモジュールを構成する高周波回路の一部を平衡化する試みは今まで全くなされていなかった。発明の目的

従って本発明の目的は、高周波スィツチと SAWフィルタのような他の高周波部品とを複合一体化した、小型で電気的特性に優れた高周波スィツチモジユールを提供することである。

本発明のもう一つの目的は、平衡ー不平衡変換回路又は平衡—不平衡変換回路とインピーダンス変換回路とを具備する電気的特性に優れた高周波スィッチモジュールを提供することである。発明の開示

本発明の第一の態様による高周波スィツチモジュールは、電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とし、アンテナと送信回路と受信回路との間に接続され、複数のスイッチング素子を具備する高周波スィッチ回路と、前記高周波スィッチ回路と前記受信回路との間に接続された弾性表面波フィルタとを具備し、前記スィツチ回路と前記弾性表面波フィルタとの間に位相補正回路が配置されており、前記高周波スィッチ回路は第 1のスイッチング素子と、第 1の伝送線路と、第 1のコンデンサとを主要素子とし、前記第 1の伝送線路及ぴ前記第 1のコンデンサの少なくとも一部は積層体の前記電極パターンにより構成されており、前記弾性表面波フィルタは積層体上に実装されていることを特徴とする。

本発明の第二の態様による高周波スィツチモジュールは、電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とし、送受信系の送信回路と受信回路とを切り替える高周波スィツチ回路と、前記高周波スィツチ回路の受信系に接続され、平衡型回路と不平衡型回路とを接続する平衡ー不平衡変換回路とを具備し、前記高周波スィッチ回路は第 1 のスイッチング素子と、第 1の伝送線路と、第 1のコンデンサとを主要素子とし、前記第 1の伝送線路及び前記第 1のコンデンサの少なくとも一部は積層体の前記電極パターンにより構成され、前記平衡ー不平衡変換回路は不平衡入力 ·平衡出力の弾性表面波フィルタであり、積層体上に実装されていることを特徴とする。

本発明の第三の態様による高周波スィツチモジュールは、電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とし、送受信系の送信回路と受信回路とを切り替える高周波スィツチ回路と、前記高周波スィツチ回路の受信系に接続する弹性表面波フィルタと、前記弾性表面波フィルタに接続する平衡一不平衡変換回路とを具備し、前記高周波スィツチ回路はスィッチング素子と、第 1の伝送線路と、第 1のコンデンサとを主要素子とし、前記第 1 の伝送線路及ぴ前記第 1のコンデンサの少なくとも一部は積層体の前記電極パターンにより構成され、前記平衡ー不平衡変換回路は平衡—不平衡変換トランスであり、前記平衡一不平衡変換トランスは第 2の伝送線路を主要素子とし、前記第 2の伝送線路は積層体の前記電極パターンにより形成されていることを特徴とする。図面の簡単な説明

図 1は本発明の一実施態様による高周波スィッチモジュールの回路を示すブロック図であり、

図 2は図 1に示す高周波スィツチモジュールの等価回路の一例を示す図であり、

図 3 は本発明の他の実施態様による高周波スィッチモジュールの回路を示すブロック図であり、

図 4は図 3に示す高周波スィツチモジュールの等価回路の一例を示す図であり、

図 5は図 4の高周波スィツチモジュールを構成する積層体の各層の電極パターンの一例を示す図であり、

図 6 は本発明の一実施態様による高周波スィッチモジュールを示す斜視図であり、

図 7は送信時において接続点 IP1側から受信回路 RXを見た時の等価回路を示す図であり、

図 8(a) は高周波スィツチと SAWフィルタを直結したときの GSM1800 TXから ANTへの揷入損失特性を示すグラフであり、

図 8(b) は高周波スィツチと SAWフィルタを直結したときの接続点 IP1から見た反射特性を示すグラフであり、

図 8(c) は高周波スィッチと SAWフィルタを直結したときのインピーダンス特性を示すスミスチヤ一トであり、図 8(d) は高周波スィツチと SAWフィルタを直結したときのアンテナ ANTから GSM1800 RXへの挿入損失特性を示すグラフであり、

図 9(a) は高周波スィツチと SAWフィルタとを伝送線路を介して接続したときの GSM1800 TXから ANTへの挿入損失特性を示すグラフであり、

図 9(b) は高周波スィッチと SAWフィルタとを伝送線路を介して接続したときの接続点 IP1から見た反射特性を示すグラフであり、

図 9(c) は高周波スィッチと SAWフィルタとを伝送線路を介して接続したときのインピーダンス特性を示すスミスチヤ一トであり、

図 9(d) は高周波スィツチと SAWフィルタとを伝送線路を介して接続したときの ANTから GSM1800 RXへの挿入損失特性を示すグラフであり、

図 10(a) は高周波スィツチと SAWフィルタとを伝送線路を介して接続したときの GSM1800 TXから ANTへの揷入損失特性を示すグラフであり、

図 10(b) は高周波スィツチと SAWフィルタとを伝送線路を介して接続したときの接続点 IP1から見た反射特性を示すグラフであり、

図 10(c) は高周波スィツチと SAWフィルタとを伝送線路を介して接続したときのインピーダンス特性を示すスミスチヤ一トであり、

図 10(d) は高周波スィツチと SAWフィルタとを伝送線路を介して接続したときの ANTから GSM1800 RXへの挿入損失特性を示すグラフであり、

図 11(a) は高周波スィッチと SAWフィルタとをインダクタを介して接続したときの GSM1800 TXから ANTへの揷入損失特性を示すグラフであり、図 11(b) は高周波スィツチと SAWフィルタとをィンダクタを介して接続したときの接続点 IP1から見た反射特性を示すダラフであり、

図 11(c) は高周波スィツチと SAWフィルタとをィンダクタを介して接続したときのインピーダンス特性を示すスミスチヤートであり、

図 11(d) は高周波スィッチと SAWフィルタとをインダクタを介して接続したときの ANTから GSM1800 RXへの挿入損失特性を示すグラフであり、図 12(a) は高周波スィツチと SAWフィルタとをィンダクタを介して接続したときの GSM1800 TXから ANTへの挿入損失特性を示すグラフであり、図 12(b) は高周波スィツチと SAWフィルタとをィンダクタを介して接続したときの接続点 IP1から見た反射特性を示すグラフであり、

図 12(c) は高周波スィッチと SAWフィルタとをインダクタを介して接続したときのインピーダンス特性を示すスミスチヤ一トであり、

図 12(d) は高周波スィツチと SAWフィルタとをィンダクタを介して接続したときの ANTから GSM1800 RXへの揷入損失特性を示すグラフであり、図 13(a) は高周波スィツチと SAWフィルタとをコンデンサを介して接続したときの GSM1800 TXから ANTへの揷入損失特性を示すグラフであり、図 13(b) は高周波スィッチと SAWフィルタとをコンデンサを介して接続したときの接続点 IP1から見た反射特性を示すグラフであり、

図 13(c) は高周波スィツチと SAWフィルタとをコンデンサを介して接続したときのインピーダンス特性を示すスミスチヤートであり、

図 13(d) は高周波スィツチと SAWフィルタとをコンデンサを介して接続したときの ANTから GSM1800 RXへの挿入損失特性を示すグラフであり、図 14(a) は高周波スィツチと SAWフィルタとをコンデンサを介して接続したときの GSM1800 TXから ANTへの挿入損失特性を示すグラフであり、図 14(b) は高周波スィツチと SAWフィルタとをコンデンサを介して接続したときの接続点 IP1から見た反射特性を示すグラフであり、

図 14(c) は高周波スィッチと SAWフィルタとをコンデンサを介して接続したときのインピーダンス特性を示すスミスチヤ一トであり、

図 14(d) は高周波スィッチと SAWフィルタとをコンデンサを介して接続したときの ANTから GSM1800 RXへの挿入損失特性を示すグラフであり、図 15(a) は本発明の高周波スィッチモジュールの GSM1800 TX とアンテナ ANTとの間の挿入損失特性を示すグラフであり、

図 15(b) は従来の高周波スィッチモジュールの GSM1800 TX とアンテナ ANTとの間の揷入損失特性を示すグラフであり、

図 16は本発明の他の実施態様による高周波スィッチモジュールの回路を示すプロック図であり、

図 17は図 16に示す高周波スィツチモジュールの等価回路の一例を示す図であり、図 18は本発明のさらに他の実施態様による高周波スィツチモジュールの回路を示すプロック図であり、

図 19は図 18に示す高周波スィツチモジュールの等価回路の一例を示す図であり、

図 20は本発明の一実施態様による高周波スィツチモジュールを示す平面図であり、

図 21は本発明の一実施態様による高周波スィッチモジュールを示す斜視図であり、

図 22は図 19の等価回路を有する高周波スィツチモジュールを構成する積層体の各層の電極パターンを示す図であり、

図 23(a) は本発明の高周波スィッチモジュールに用いる平衡一不平衡トランスの他の例の等価回路を示す図であり、

図 23(b) は本発明の高周波スィッチモジュールに用いる平衡一不平: f禽 Ϊトランスのさらに他の例の等価回路を示す図であり、

図 24は図 16に示す高周波スィツチモジュールの等価回路の他の例を示す図であり、

図 25は本発明のさらに他の実施態様による高周波スィツチモジュールの回路を示すプロック図であり、

図 26は図 25に示す高周波スィツチモジュールの等価回路の一例を示すブロック図であり、

図 27は本発明の別の実施態様による高周波スィッチモジュールを示す斜視図であり、

図 28は図 26に示す等価回路を有する高周波スィツチモジュールを構成する積層体の各層の電極パターンを示す図であり、

図 29(a) は本発明の高周波スィツチモジュールの EGSM900 Τ とアンテナ ΑΝΤとの間の減衰特性を示すグラフであり、

図 29(b) は本発明の高周波スィツチモジュールの EGSM900 Τ とアンテナ ΑΝΤとの間の揷入損失特性を示すグラフであり、

図 30(a) は本努明の高周波スィツチモジュールの GSM1800/PCS TXとアンテナ ANTとの間の減衰特性を示すグラフであり、

図 30(b) は本発明の高周波スィツチモジュールの GSM1800/PCS TXとアンテナ ANTとの間の揷入損失特性を示すグラフであり、

図 31(a) は本発明の高周波スィツチモジュールのアンテナ ANTと EGSM900 RXとの間の挿入損失特性を示すグラフであり、

図 31(b) は本発明の高周波スィツチモジュールのアンテナ ANTと GSM1800 RXとの間の挿入損失特' I"生を示すグラフであり、

図 32(a) は本発明の高周波スィツチモジュールの EGSM900 RXの振幅平衡度と周波数との関係を示すグラフであり、

図 32(b) は本発明の高周波スィツチモジュールの EGSM900 RXの位相平衡度と周波数との関係を示すグラフであり、

図 33(a) は本発明の高周波スィツチモジュールの GSM1800 RXの振幅平衡度と周波数との関係を示すグラフであり、

図 33(b) は本発明の高周波スィツチモジュールの GSM1800 RXの位相平衡度と周波数との関係を示すグラフであり、

図 34は本発明のさらに他の実施態様による高周波スィツチモジュールの回路を示すブロック図であり、

図 35は本発明のさらに他の実施態様による高周波スィツチモジュールを示す平面図であり、

図 36はマルチバンド携帯電話機の RF回路の一例を示すプロック図であり、図 37は低雑音増幅器 LNAが平衡入力型である RF回路の一例を示すプロック図であり、

図 38はシングルバンド携帯電話機の RF回路の一例を示すプロック図である。発明を実施するための最良の形態

図 1は本発明の高周波スィツチモジュールの回路の一例を示し、図 2は図 1 の高周波スィツチモジュールの等価回路の一例を示す。この高周波スィツチモジュールでは、位相補正回路 LD4は高周波スィツチ SWと SAWフィルタ βとの間に配置されており、これらの部品は複合化されている。高周波スィッチ SWと SAWフィルタとの複合ィ匕について検討した結果、単に高周波スィツチ SWとその受信回路側に接続された SAWフィルタとの接続点におけるインピーダンスマツチングを考慮するだけでは、送信回路から来る送信信号の損失が増加することがあることが判明した。そのため、 GSM1800用の高周波スィッチと SAW フィルタとを位相補正回路を介さずに複合ィ匕した高周波スィツチモジュールを例にとって、送信回路 TX—アンテナ ANT間の挿入損失特性を検討した。その結果、図 8に示すように、 GSM1800の送信周波数近傍の 1.7 GHzにディップ（DIP) と呼ばれる減衰が発生し、このため送信周波数帯域での挿入損失が SAWフィルタを接続しなヽ場合の約 2倍程度まで劣化していることが分かった。

ディップ（DIP) の発生原因について検討した結果、高周波スィッチと SAW フィルタとを複合化することにより、送信信号の一部が受信回路側へ吸収され、ディップ（DIP) と呼ばれる減衰が発生し、送信信号の挿入損失が増大することが分かった。

図 2に示す高周波スィッチモジュールにおいて、送信経路と受信経路との接続点 IP1力ら送信時における受信回路側のインピーダンス Z IP1を、図 7に示す等価回路で回路シミュレータを用いて評価したところ、高周波スィッチの受信回路側を見たインピーダンス特性を示すスミスチャートは送信周波数帯において回転する軌跡を描くことが分かった。このようにインピーダンス特性の回転軌跡上に送信周波数が存在すると、反射損失が小さくなるので、接続点 IP1から受信回路 RX側を見た時のインピーダンスは特性インピーダンスに近レ、。換言すれば、送信回路 TXと受信回路 RXとの間のアイソレーションが十分に得られず、挿入損失にディップ（DIP) が発生し、送信回路からアンテナへの挿入損失特性が劣化する。

さらに検討の結果、このような現象がスィッチ回路を構成するスイッチング素子（ダイオード又は電界効果型トランジスタ）の接続用ワイヤ等に起因する寄生インダクタンスにより大きく影響されることが分かった。例えば、ダイォ一ドの動作時の等価回路は、図 7に DD2と示すように、ィンダクタとコンデンサと抵抗からなり、グランドとの間に直列に接続されたインダクタは寄生ィンダクタンスを構成する。

寄生インダクタンスを高周波回路解析ツールを使った回路シミュレータ（ァジレント 'テクノロジーズ社の Advanced Design System)により等価的に増減させて、その影響を確認したところ、寄生インダクタンスを減少させればインピーダンスの回転軌跡は小さな円を描き、これに伴い反射特性も改善されることが分かった。しかしながら、実際の寄生インダクタはスイッチング素子の構造により決まるものであり、回路シミュレータのようにインダクタンスを自由に減少させるのは実際困難である。なおここで用いた回路シミュレータは、高周波スィツチや弾性表面波フィルタ等の構成素子について、予め特性データの実測値を得て、この特性データを基にシミュレートすることにより、実際に試料を作成した結果に近い評価を得るものである。

そこで、本努明者等はディップ（DIP) が発生する周波数を、送信周波数から十分に離間させた周波数に移動させれば挿入損失特性が劣化しないことに着目し、そのためには高周波スィツチと SAWフィルタとの間に、位相を移動させる位相補正回路を接続すればよいことを発見した。

本発明の好ましい実施態様では、高周波スィッチは、送信回路とアンテナとの間に酉 S置された第 1のスィツチング素子と、前記第 1のスィツチング素子の送信回路側を接地する第 1 の伝送線路又はインダクタと、前記アンテナと前記受信回路との間に配置された第 2の伝送線路と、前記第 2の伝送線路の受信回路側を接地する第 2のスィツチング素子とを具備し、前記第 2の伝送線路に前記位相補正回路が直列接続している。位相補正回路は伝送線路又はコンデンサからなり、電極パターンを有する複数の誘電体層からなる積層体の前記電極パターンにより構成しても良いし、チップインダクタ又はチップコンデンサとして積層体上に実装しても良い。

本発明の高周波スィツチモジュールは、携帯電話機の RF回路を平衡化するように、 SAWフィルタとして不平衡入力一平衡出力型の SAWフィルタを有するのが好ましい。 SAWフィルタがインピーダンス変換回路として機能するように異なる入力インピーダンス及ぴ出力インピーダンスを有すると、 LNA等の他の高周波部品との接続において、別途インピーダンス変換回路を用いなくても良く、電気的特性の向上や RF回路の小型化が実現でき好ましい。弾性表面波フィルタの平衡出力端の近傍に、平衡出力端に並列にインダクタを接続すれば、後述する理由により平衡出力端から来る差動信号のリップル (Ripple) が小さくなるので好ましレ、。

本発明の別の実施態様による高周波スィッチモジュールは、送受信系の送信回路と受信回路とを切り替える高周波スィッチ回路と、前記高周波スィッチ回路の受信系に接続され、平衡型回路と不平衡型回路とを接続する平衡一不平衡変換回路とを具備し、前記高周波スィツチ回路は第 1のスィツチング素子と第 1 の伝送線路と第 1のコンデンサを主要素子とし、前記第 1の伝送線路と第 1のコンデンサの少なくとも一部が、電極パターンを有する誘電体層からなる積層体の前記電極パターンにより構成され、前記平衡ー不平衡変換回路は不平衡入力一平衡出力の弾性表面波フィルタ（SAWフィルタ）として積層体上に実装されている。弾性表面波フィルタに異なる入力インピーダンス及び出力インピーダンスを持たせ、ィンピーダンス変換回路として機能させてもよい。

携帯電話機の RF回路部の複合化、小型ィヒ及び高性能化に取り組む過程で、平衡出力型の SAWフィルタを用いるとともに、それを平衡入力型 LNAと接続することにより、平衡ー不平衡変換トランスを用いることなく RF回路を構成できることを着想した。 SAWフィルタは、圧電基板の主面上に表面波の伝搬方向に沿って複数の IDT (Inter-digital Transducer) 電極を近接させて配置するとともに、それらの両側に反射器を配設したものである。 SAWフィルタとしては信号端子が 1本の不平衡型、即ち不平衡一不平衡となるフィルタ構成が一般的であるが、最近電極指の交差幅や配列及び結合を工夫して、異なる入力インピーダンス及ぴ出カインピーダンスを有し、平衡ー不平衡変換機能を有する SAWフィルタが実用化された。このような SAWフィルタを高周波スィツチを構成する積層体上に実装すると、 SAWフィルタと高周波スィッチを両者のインピーダンスマッチングを考慮しながら複合化できるので、それぞれの電気的性能を損なうことがなレヽ。また平衡一不平衡変 m 能を具備する SAWフィルタに平衡入力型回路素子を接続する場合、 SAWフィルタを LNA等の回路素子の入力インピ一ダンス及び出力インピーダンスに合わせて選択し、平衡一不平衡変換回路として機能させれば、電気的特性の向上や RF回路の小型化が実現でき好ましい。

SAWフィルタが低雑音増幅器 LNAに接続される場合に、低雑音増幅器 LNA への入力信号の振幅平衡度及び位相平衡度が良好でないと、低雑音増幅器は外来ノイズの影響を受けやすくなり、発振等の不具合が生じるので、振幅平衡度を ± l dB以内とし、位相平衡度を 180±10 deg.以内とするのが好ましい。なお振幅平衡度は平衡端子間の高周波電力差であり、位相平衡度はその位相差を示す。

SAWフィルタは上記平衡度特性を有するが、これを回路基板に実装し接続線路を引き回して低雑音増幅器と接続する場合、 3〜5 腿程度の接続線路が必要であり、これによる寄生インダクタや寄生容量が生じる。また SAWフィルタもヮィャボンディングのためのリ一ド線ゃモールド樹脂のために寄生ィンダクタゃ寄生容量を有する。このため、平衡出力信号に受信周波数帯域内でリップル (Ripple) が発生し、通過帯域での挿入損失特性の劣化し、所望の振幅平衡度及び位相平衡度が得られなくなる。しかし SAWフィルタを積層体上に実装して高周波スィッチと複合化すれば、両者のインピーダンスマッチングが容易となるとともに、 SAWフィルタの平衡出力端と高周波スィツチモジュールを実装する回路基板間とを積層体内に形成された伝送線路で接続できる。そのため、伝送線路の線路長等を適宜設定することにより、平衡出力端から来る差動出力信号の位相平衡度及び振幅平衡度を所望の範囲に調整することができる。さらに SAWフィルタの平衡出力端の近傍でそれに並列にィンダクタを配置すれば、寄生容量や寄生ィンダクタのような寄生ィンピーダンスによる受信周波数帯域内でのリップル (Ripple) の発生を抑制することができ好ましい。

SAWフィルタとその平衡出力端に並列に配置されたィンダクタとは積層体内に形成した接続線路により接続されている。接続線路は、他の伝送線路等と同様に電極パターンにより形成されるが、等価回路において実質的にインダクタンス等の回路機能を有さない線路である。 SAWフィルタの平衡出力端に並列に配置されたィンダクタはチップィンダクタであり、積層体上に実装しても良いし、コイル状又はミアンダ状又はスパイラル状の伝送線路で積層体内に形成しても良い。種々検討の結果、並列に配置されたィンダクタのリップル抑制効果を発揮させるには、ィンダクタを平衡出力端子のごく近傍に配置して寄生インピーダンスを小さくし、 SAWフィルタとそれに並列なィンダクタとを絶縁基板上の接続線路により接続するのが好ましいことが分かった。例えば図 35に示すように、平衡出力型 SAWフィルタ fe2， fg2とィンダクタ LG, LDを一つの積層体に直近に配置することにより、 SAWフィルタ fe2， fg2とィンダクタ LG， LDとを接続する線路パターンの長さを短くすることができ、 SAWフィルタ fe2, fg2の出力端とそれらに並列配置したインダクタ LG， LDとの間の寄生インピーダンス成分を小さくすることができる。

ィンダクタ及ぴ弾性表面波フィルタは積層体内に形成した接続線路により接続されている。インダクタをチップインダクタとして積層体上に実装しても良いし、コイル状又はミアンダ状又はスパイラル状になした伝送線路で積層体内に形成しても良い。

本発明の別の実施態様による高周波スィツチモジュールは、送受信系の送信回路と受信回路を切り替える高周波スィッチ回路と、前記高周波スィッチ回路の受信系に接続された SAWフィルタと、前記 SAWフィルタに接続された平衡ー不平衡変換回路とを具備し、前記高周波スィツチ回路はスィツチング素子と、第 1の伝送線路と、第 1のコンデンサとを主要素子とし、前記第 1の伝送線路と第 1のコンデンサの少なくとも一部は積層体の電極パターンにより構成され、前記平衡ー不平衡変換回路は平衡ー不平衡変換トランス（Ba m) であって、第 2の伝送線路を主要素子とし、前記第 2の伝送線路は前記電極パターンにより構成する。

SAWフィルタはインピーダンス変換回路として用いるが、必要なインピーダンスが得られない場合には、 SAWフィルタを不平衡入力ー不平衡出力とし、平衡一不平衡変換回路及ぴィンピーダンス変換回路として平衡ー不平衡変換トランス（Balun)を用いるのが好ましい。平衡ー不平衡変換トランス（Balun)は、高周波スィツチ及ぴ SAWフィルタとともに積層体に一体的に構成される力限られた積層体内に平衡ー不平衡変換トランスの伝送線路を内蔵する場合、必要な伝送線路の長さを確保できず、所望の卷数比が得られない場合や平衡側の伝送線路を対称に構成することが困難な場合もある。このような場合、必要な入出カインピーダンス、位相平衡度 (Phase Balance)及び振幅平衡度 (Amplitude Balance) が得られないが、入力側の伝送線路とグランドとの間にコンデンサを配置したり、平衡出力端間にコンデンサを配置したりして、これらを適宜調整すれば良い。

このようなコンデンサは積層体に電極パターンとして内蔵しても良いし、積層体上にチップコンデンサとして搭載しても良い。また平衡ー不平衡変換トランス（Bahm) のグランドは、高周波スィッチ等の他の回路部品と共通化するのが好ましい。特に平衡側のグランドを他の回路部品のグランドと共通化すると、共通のグランドから見たときの位相が 0度となる。

本発明の好ましい実施態様では、積層体は対向する主面と前記主面に連なる側面とを有する板状であり、弾性表面波フィルタはベアチップとして少なくとも一方の主面にフェースダウン実装する。伝送線路にはストリップライン、マイクロストリップライン、コプレーナライン等を用いるのが好ましい。

[1] 高周波スィツチ回路と弾性表面波フィルタとの複合ィ匕

図 1は本発明の高周波スィツチモジュールの回路の一例を示し、図 2はその等価回路の一例を示す。この高周波スィッチモジュールは、高周波スィッチ SW と SAWフィルタ f2との間に位相補正回路 LD4を有し、これらの部品は複合ィ匕されている。

図 8は、高周波スィッチと SAWフィルタとを位相補正回路を介さずに接続した比較例の高周波スィッチモジュールの一例の電気的特性を示す。図 8(a) に示すように、挿入損失特性において、 GSM1800の送信周波数近傍の 1.7 GHzにディップ（DIP) が発生し、このため送信周波数帯域で挿入損失が劣化しているのが分かる。

このような挿入損失特性の劣化を防止するために、本発明においては、伝送線路、インダクタ及びコンデンサの少なくとも一つにより構成される位相補正回路を、高周波スィッチと弾性表面波フィルタとの間に直列に接続する。各種の位相補正回路を接続したときの電気的特性を図 9〜図 14に示す。また表 1に挿入損失特性と位相特性をあわせて示す。位相補正回伝送線路

特性周波数

路なし L = 1 mm L = 2 mm

W =： 0 14 mm W = 0 1 mm

1.71 GHz 1.80 dB 0.75 dB 0.66 dB 挿入損失

1.785 GHz 0.90 dB 0.72 dB 0.72 dB ディップ周波数 1.7 GHz 1.65 GHz 1.58 GHz

1.71 GHz 108.2° 94.3° 87.3°

相

1.785 GHz 72.6° 72.2° 71.7。表 1 (続き）ィンダクタコンデンサ特性周波数

L = 0.5 nH L = I nH C二 0.5 pF 15 pF

1.71 GHz 0.77 dB 0.67 dB 0.75 dB 1.95 dB 挿入損失

1.785 GHz 0.72 dB 0.71 dB 0.75 dB 0.72 dB ディップ周波数 1.66 GHz 1.59 GHz 1 .77 GHz 1.74 GHz

1.71 GHz 95.0° 87.9° 68.0° 66.9° 位相

1.785 GHz 72.3° 71.9° 74.4° 73.2° 図 9及ぴ図 10は、位相補正回路として幅が 0.14mmで長さ Lがそれぞれ 1 mm 及ぴ 2 mmの伝送線路を設けた場合の高周波スィツチモジュールの電気的特性を示す。図 9(c)及び図 10(c) に示すように、位相補正回路が長くなるほどインピーダンスの回転軌跡が小さくなるのが分かる。また図 9(b)及ぴ図 10(b) は接続点 IP1から受信回路: RX側を見た時の反射特性 (Return Loss) を示す。位相補正回路を設けると位相は僅かに進むとともに小さな反射損失を示す周波数は '低周波数側へ移動し、その絶対値も減少する。図 11及び図 12は位相補正回路として集中定数ィンダクタ（ィンダクタンス Lがそれぞれ 0.5 nH及ぴ 1 nHのチップィンダクタ）を設けた場合の高周波スィツチモジュールの電気的特性を示す。図 11(c)及ぴ図 12(c) に示すように、ィンダクタンスが大きくなるほどィンピーダンスの回転軌跡が小さくなるのが分力る。また図 1Kb)及ぴ図 12(b) は、接続点 IP1から受信回路 KS側を見た時の反射特性 (Return Loss) を示す。位相補正回路を設けると位相は僅かに進むとともに大きな反射損を示す周波数は低周波数側へ移動し、その絶対値も減少する。

図 13及ぴ図 14は位相補正回路として容量値 Cがそれぞれ 5 pF及ぴ 15 pF のチップコンデンサを設けた場合の電気的特性を示す。図 13(b)及ぴ図 14(b) に示すように、チップコンデンサの容量値が小さいほど位相は僅かながら遅れるとともに、大きな反射特性を示す周波数は高周波数側へ移動する。

図 9(d)〜図 14(d) は、上記高周波スィッチモジュールにおけるアンテナから受信回路への挿入損失特性を示す。高周波スィツチと SAWフィルタ間に位相補正回路を設けても、アンテナから受信回路への揷入損失特性は劣化しないことが分かった。

図 3〜図 6は本発明の他の実施態様による高周波スィッチモジュールを詳細に示す。この高周波スィッチモジュールは、単一の多元接続方式で 2つの異なる通信方式を扱うものであり、第 1の送受信系は EGSM900 (送信周波数 880 〜915 MHz、受信周波数 925〜960 MHz)、第 2の送受信系は GSM1800 (送信周波数 1710〜1785 MHz、受信周波数 1805〜1880 MHz) である。図 3は、 2 つの送受信系を取り扱うデュアルパンド用携帯電話機用の RF回路に本発明の高周波スィツチモジュールを用いた場合の回路ブロックである。この高周波スィツチモジュールは、 ANTに接続された端子から低周波側の第 1の送受信系（例えば EGSM900) と、高周波側の第 2の送受信系（例えば EGSM900のほぼ 2 倍の周波数帯である GSM1800) とを分波するために、ローパスフィルタとハイパスフィルタとから構成された分波器 (DP) を有する。

分波器（DP)のローパスフィルタ側の後段には、第 1の送受信系（EGSM900) の送信回路（EGSM900 TX) と分波器とを接続する経路と、第 1の送受信系の受信回路（EGSM900 RX) と分波器とを接続する経路とを切り換える第 1の高周波スィッチ SW1を有する。また分波器のハイパスフィルタ側の後段には、第 2の送受信系の受信回路（GSM1800 RX) と分波器とを接続する経路と、第 2 の送受信系の送信回路（GSM1800 TX) と分波器とを接続する経路とを切り換える第 2の高周波スィツチ SW2を有する。それぞれの高周波スィツチ SW1、 SW2と送信回路との間にはローパスフィルタ fel, fglが配置されており、高周波スィツチと受信回路との間には SAWフィルタ fe2, fg2が配置されており、第 1の高周波スィツチ SW1と SAWフィルタ fe2との間には位相補正回路 LG4 が配置されており、第 2の高周波スィツチ SW2と SAWフィルタ fg2との間には位相補正回路 LD4が配置されている。

図 4は、上記デュアルバンド携帯電話機に用いる高周波スィッチモジュールの等価回路の一例を示す。図 4の破線の外側のコンデンサ Cは外付け部品.として回路基板上等に配置されるが、この外付け部品を後述する積層体内に形成しても、積層体上に塔載しても良い。

アンテナ ANTに接続された分波器 DPは、 2つの直列共振回路を有し、伝送線路 LF2とコンデンサ CF1で一つのノツチ回路を構成し、伝送線路 LF3とコンデンサ CF3でもう一つのノツチ回路を構成している。一方のノツチ回路はァンテナ ANTの後段にローパスフィルタとして機能する伝送線路 LF1と接続しており、伝送線路 LF1の後段で、伝送線路 LF1の一端とグランドとの間に配置される。

もう一方のノッチ回路は、ァンテナ ANTの後段にハイパスフィルタとして機能するコンデンサ CF2と接続し、コンデンサ CF2の後段で、コンデンサ CF2 の一端とグランドとの間に配置される。ハイパスフィルタ特性を向上するために、コンデンサ CF2と直列にコンデンサ CF4が接続している。コンデンサ CF4 は、第 2の高周波スィッチ SW2の DCカット用コンデンサとしても機能する。この構成により、分波器 DP において所望の周波数帯で広帯域な挿入損失特性を示し、不要な周波数帯で急峻な減衰特性を発現でき、分波特性に優れた分波器が得られる。

第 1の高周波スィツチ SW1は送信回路 EGSM900 TXと受信回路 EGSM900 RXとを切り換える。高周波スィツチ SW1は、 2つのダイォード DG1、 DG2 と、 2つの伝送線路 LG2、 LG3とを主構成とし、ダイォード DG1の了ノードはアンテナ ANTに接続し、力ソードは送信回路 EGSM900 TXが接続している。またダイォード DG1のカソードに接地された伝送線路 LG2が接続している。アンテナ ANTと受信回路 EGSM900 RXとの間に伝送線路 LG3が接続されている。伝送線路 LG3の受信側にダイォード DG2の力ソードが接続されており、ダイォード DG2のアノードとグランドとの間にコンデンサ CG4が接続されており、それらの間にダイォード制御用の電圧端子 VC1が抵抗 Rを介して配置されている。

送信系（送信回路 EGSM900 TX側）では、第 1の高周波スィッチ SW1のダィォード DG1と伝送線路 LG2との間に、伝送線路 LG1及ぴコンデンサ CG1、 CG2、 CG3からなるローパスフィルタ felが揷入されている。ローパスフィルタ felは送信 EGSM900 TXと伝送線路 LG2との間に配置してもよい。ダイォ一ド DG2のカソード側には位相補正回路 LG4を介して SAWフィルタ fe2が接続している。第 1の高周波スィツチ SW1と分波器 DPの伝送線路 LF1 との間には DCカツト用コンデンサ C 1が配置されている。

第 2の高周波スィツチ SW2は送信回路 GSM1800 T と受信回路 GSM1800 K とを切り換えるものであり、 2つのダイオード DD1、 DD2と 2つの伝送線路 LD2、 LD3とを主構成とする。ダイオード DDIのアノードはアンテナ ANT 側に接続し、力ソードは送信回路 GSM1800 TX側に接続している。またダイォード DDI の力ソードに接地された伝送線路 LD2 が接続している。アンテナ ANTと受信回路 GSM1800 RXとの間に伝送線路 LD3が接続され、その受信側にダイォード DD2の力ソードが接続され、ダイォード DD2のアノードとグランドとの間にコンデンサ CD4が接続され、それらの間に抵抗 Rを介してダイォ一ド制御用の電圧端子 VC2が配置されている。

送信系（送信回路 GSM1800 TX側）において、高周波スィッチ SWのダイォ一ド DDIと伝送線路 LD2との間に、伝送線路 LD1とコンデンサ CD1、 CD2、 CD3とからなるローパスフィルタ fglが揷入されている。ローパスフィルタ fgl は送信回路 TXと伝送線路 LD2との間に配置してもよい。ダイォード DD2の力ソード側には SAWフィルタ fg2が位相補正回路 LD4を介して接続されている。

この高周波スィッチモジュールの動作ロジックは表 2に示す通りである。例えば、この高周波スィツチモジュールで GSM1800の送信信号をアンテナ ANT に送る場合、第 2の高周波スィツチ SW2を切り替えるための電圧コントロール回路 VC2から正の電圧を与えることにより、ダイオード DDI及ぴ DD2を ON 状態とする。 ON状態になつたダイォード DD2は低ィンピーダンスを有するため、伝送線路 LD3が高周波的に接地され、また位相補正回路 LD4を構成する伝送線路により共通端 IP1から受信回路 GSM1800 RX側を見た送信周波数でのインピーダンスが高くなり、受信回路 GSM1800 RX側には高周波信号（送信信号）は現れな！/、。またダイォード DDIは ON状態になり、低インピーダンスとなるので、送信回路 GSM1800 TXから来る高周波信号は分波器 DPを通過し、アンテナ ANTから GSM1800 TXの送信信号として放射される。表 2

本実施態様においては、 SAWフィルタ fe2、 fg2は不平衡出力型であるが、携帯電話機の受信回路において、 SAWフィルタの後段に平衡信号入力の低雑音増 Φ畐器 LNAを配置する場合、 SAWフィルタを平衡出力の SAWフィルタとしても良い。また電気的特性の改善のため SAWフィルタの平衡出力間にィンダクタを並列に配置するのが好ましく、そのインダクタを積層体上にチップインダクタとして搭載したり、積層体内に他の伝送線路と同様に配置しても良い。

図 4に示す等価回路を有する高周波スィッチモジュールの内部構造の一例を図 5に示す。また図 6は SAWフィルタ及ぴダイォードを実装した高周波スィッチモジュールを示す。この高周波スィッチモジュールは、分波器 DP、ローパスフィルタ fel， ¾1、及ぴ高周波スィッチ SW1, SW2を構成する伝送線路を積層体内に有し、ダイオード、チップコンデンサ、 SAWフィルタ fe2， fg2、及ぴチップ抵抗をその積層体上に搭載して、全体としてワンチップィ匕している。

高周波スィツチモジュールの積層体は、低温焼成が可能なセラミック誘電体のグリーンシート上に Agを主体とする導電ペーストを印刷して、所望の電極パターンを形成し、電極パターンを有する複数のグリーンシートを適宜一体的に積層し、焼結することにより形成する。

低温焼成が可能なセラミック誘電体材料としては、例えば A1₂0₃を主成分とし、 Si0₂、 SrO、 CaO、 PbO、 Na₂O及ぴ K₂0の少なくとも 1種を副成分として含む低温焼結誘電体セラミック組成物、 Α1₂0₃を主成分とし、 MgO、 Si0₂及ぴ GdOの少なくとも 1種を副成分として含む低温焼結誘電体セラミック組成物等の誘電体材料や、 Bi₂O₃、 Y₂0₃、 CaC0₃、 Fe₂O₃、 ln₂0₃及ぴ V₂0₅の少なくとも 1種を含む磁性セラミック材料がある。これらのセラミック誘電体材料の出発原料をボールミルにより湿式混合し、得られたスラリーを乾燥した後、 700°C〜850°Cの温度で仮焼し、粉碎乾燥してセラミック粉末を形成する。このセラミック粉末に有機パインダ一、可塑剤及び有機溶剤をボールミルにより混合し、脱泡機で粘度を調整した後、ドクタープレード、パイプドクター等公知のシート成形方法により、 30〜250 μιηのセラミックグリ一ンシートを形成する。各グリーンシートに伝送線路やコンデンサ、接続線路を構成する電極パタ一ンを Cuや Ag等の導電性ペーストにより印刷し、電極パターン間を接続するビァホールを形成する。得られた電極パターン付きグリーンシートを重ね合わせ、 80°Cの温度及ぴ 12 MPaの圧力で熱圧着して積層体とする。積層体を所定の大きさ及ぴ形状にダイシングソ一、鋼刃等で切断し、 900°C〜： L000°Cで 2〜8時間焼結する。このようにして、例えば 6.7腿 X 5.0 mmX 0.6 mmのサイズの積層体を得る。

積層体の内部構造を以下積層順に従って説明する。まず最下層のグリーンシート 14の裏面には、グランド電極と端子電極が形成されている。グリーンシート 14の表面には、グランド電極がほぼ全面に形成され、電極パターン間を適宜接続するように直径 0.05〜0.2 mmのビアホール（図中黒丸で表示）が形成されている。これらのビアホールには Agや Cu等の導体が充填されている。

グリーンシート 13には、分波器及びローパスフィルタを構成するとともに接地されたコンデンサが形成されており、グリーンシート 12及ぴ 11にはグランド電極 GND及びローパスフィルタ LPFを構成するコンデンサが形成されている。グリーンシート 6〜： L0には、高周波スィッチ、分波器及ぴローパスフィルタを構成する伝送線路と、位相補正回路としての伝送線路 LD4が形成されている。

グリーンシート 3〜5にはグランド電極と、分波器のコンデンサ及ぴ高周波スイッチのグランドに接続されたコンデンサが形成されている。

グリーンシート 2には、最上部のグリーンシート 1に形成された搭載素子接続用のランドとの配線パターンとともに、位相補正回路を構成する伝送線路 LD4が形成されている。伝送線路 LD4は、積層体に搭載された SAWフィルタ fg2と接続している。

積層体の上面には、搭載素子接続用のランドとともに金属ケースを接続するためのランドが形成されている。積層体の上面には 4つのダイオード、 2つの SAWフィルタ、チップ抵抗及ぴチップコンデンサが搭載されており、 Niクラッド材からなる金属ケースを被せた後、半田付けして、本発明の高周波スィッチモジュールが得られる。前記チップコンデンサのうち LG4を位相補正回路としている。なお図 6では部品搭載の状態がわかるように、金属ケースは図示されていない。

上記実施態様においては、 SAWフィルタとして、素子を金属ケースに封止した単体デバイス、いわゆる管封止パッケージ型 SAWフィルタを用いている力 S、積層体の少なくとも一面に SAW フィルタを構成するベアチップをボンディン. グ実装しても良く、積層体の一部に凹部（Cavity)を形成して、この凹部に SAW フィルタを配置してもよい。 SAWフィルタを裸状態で実装する場合には、金属ケースで封止するとともに、必要に応じてアルゴンガスや窒素ガスで SAWフィルタの周囲を不活性雰囲気とすればよ、。このようにして作成した高周波スィツチモジュールの GSM1800 TX—アンテナ ANT間の揷入損失特性を評価した。また比較例として、伝送線路 LD4を形成せずに、単にビアホールで高周波スィツチと SAWフィルタとを接続した高周波スィッチモジュールを作製した。図 15(a) は本発明の高周波スィッチモジュールの GSM1800 TX-ァンテナ ANT間の挿入損失特性を示し、図 15(b) は従来の高周波スィツチモジュールの GSM1800 TX—アンテナ ANT間の揷入損失特性を示す。

本発明によれば、揷入損失特性におけるディップの位置を GSM1800送信周波数から十分に離間した低周波側に移動させることができる。また従来の高周波スィッチモジュールに比べ、約 0.8 dBだけ損失を改善することができた。また受信の挿入損失は、従来のものと比べて同等の受信信号帯域で最大 3.2 dBの結果を得た。

上記実施態様においては、 GSM1800側の第 2の高周波スィツチ SW2と SAW フィルタ 2間に位相補正回路 LD4が配置されているが、 EGSM900側の第 1 の高周波スイッチ SW1と SAWフィルタ fe2間に位相補正回路 LD4を適宜配置してもよく、位相捕正回路 LD4としてチップインダクタを用いても同様の結果が得られる。また位相補正回路 LD4としてコンデンサを用いる場合では、前記ディップを高周波側へ移動させることができるので、この場合も同様に送信信号の揷入損失特性を効果的に改善することができる。

[2] 高周波スィッチモジュールの平衡出力化の第一の態様

図 16に示す回路を有し、単一の多元接続方式で 2つの異なる通信方式を扱う高周波スィツチモジュールを、第 1の送受信系を EGSM900 (送信周波数 880 〜915 MHz、受信周波数 925〜960 MHz；)、第 2の送受信系を GSM1800 (送信周波数 1710〜Γ785 MHz、受信周波数 1805〜： 1880 MHz) として、以下詳細に説明する。

この高周波スィッチモジュールは、分波器 DPと、この分波器 DPから来る受信信号の受信回路への信号経路と送信回路から来る送信信号の分波器 DPへの信号経路を切換える 2つの高周波スィッチ SW1， SW2 と、ローパスフィルタ fel, fglと、 RF段間フィルタとして不平衡入カー平衡出力型で平衡一不平衡変換回路の機能を具備する SAWフィルタ fe2， 2を具備する。分波器 DP、複数の高周波スィツチ SW1， SW2及ぴ SAWフィルタ fe2， fg2は、複数の誘電体層からなる積層体内に一体的に内蔵されており、積層体の外表面には受信回路 EGSM900 RX, GSM1800 RXと接続する平衡端子が設けられている。図 17は、図 16に示す回路を有する高周波スィツチモジュールの等価回路の一例である。分波器 DP は複数のフィルタ回路からなり、伝送線路及ぴコンデンサで構成されている。分波器 DPは、 EGSM900の送受信信号を通過させるが GSM1800 の送受信信号を減衰させる第 1のフィルタ回路と、 GSM1800の送受信信号を通過させるが EGSM900の送受信信号を減衰させる第 2のフィルタ回路とを具備する。

この実施態様では、第 1のフィルタ回路は伝送線路 LF1及ぴコンデンサ CF1 が並列接続され、グランドとの間にコンデンサ CF3が接続されたローパスフィルタである。第 2のフィルタ回路は伝送線路 LF2及びコンデンサ CF2が並列接続され、グランドとの間に伝送線路 LF3が配置され、伝送線路 LF2及ぴコンデンサ CF2にコンデンサ CF4が直列に接続されたハイパスフィルタである。このような構成により、第 1の送受信系である EGSM900と第 2の送受信系である GSM1800の受信信号を分波することができ、第 1の送受信系 EGSM900の送信信号はアンテナ ANTへ導かれ、第 2の送受信系 GSM1800の送信信号も第 2 の送受信系 GSM1800の送受信回路へ実質的に回り込むことなくアンテナ ANT へ導かれ、第 1の送受信系 EGSM900の送受信回路へ実質的に回り込むことがない。本発明において、分波器 DP は上記構成の他に、バンドパスフィルタ、バンドエリミネーシヨンフィルタ、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタを前記のように機能するように適宜組み合わせても良い。

本実施態様では、伝送線路 LF3により、ァンテナから来る静電気 (Electrostatic discharge) をグランドへ逃がすことができ、ダイォードゃ SAWフィルタの静電破壊を防止している。

分波器 DPの伝送線路 LF1, LF2、 LF3及ぴコンデンサ CF1、 CF2、 CF3、 CF4は積層体に内蔵されているが、その一部をチップインダクタやチップコン；構成して、積層体の外表面に実装してもよい。 -回路 SW1， SW2は、分波器 DPを構成する第 1及ぴ第 2のフィルタ回路の後段に配置されている。送信回路 EGSM900 TXと受信回路 EGSM900 KXとを切り替える第 1の高周波スィッチ SW1と、送信回路 GSM1800 T と受信回路 GSM1800 RXとを切り替える第 2の高周波スィツチ SW2は、それぞれダイォードと伝送線路を主構成とする。

送信回路 EGSM900 TXと受信回路 EGSM900 RXとを切り換えるための第 1 の高周波スィツチ SW1は、 2つのダイォード DG1、 DG2及び 2つの伝送線路 LG1、 LG2を主構成とする。ダイォード DG1は EGSM900の送受信信号の入出力端 IP2と EGSM900 T との間に配置され、ダイォード DG1のァノードは入出力端 IP2に接続し、ダイォード DG1の力ソードとグランドとの間に伝送線路 LG1が接続されている。入出力端 IP2と EGSM900 RX との間に伝送線路 LG2が接続し、伝送線路 LG2の一端（EGSM900 RX側）にダイォード DG2 のカソードが接続し、ダイォード DG2のアノードとグランドとの間にコンデンサ CG6が接続し、前記ァノードとコント口ール回路 VC1との間に抵抗 RGが接続している。

伝送線路 LG1及ぴ LG2はそれぞれの共振周波数が EGSM900の送信信号の周波数帯域内となる線路長を有する。第 1のフィルタ回路と EGSM900 T との間に挿入されるローパスフィルタ felは、伝送線路とコンデンサにより構成されている。図 17の等価回路においては、伝送線路 LG3及びコンデンサ CG3、 CG4、 CG7により構成された π型のローパスフィルタはダイオード DG1 と伝送線路 LG1との間に配置されている。ローパスフィルタ felは高周波スィツチ SW1を構成する素子間に複合的に構成されているが、高周波スィッチ SW1 の後段又は前段にローパスフィルタ felを配置しても良い。伝送線路 LG3及ぴコンデンサ CG3、 CG4、 CG7は複数の誘電体層からなる積層体に内蔵されている。高周波スィッチ SW1の 2つのダイオード DG1、 DG2は、積層体の外表面に搭載されている。伝送線路 LG1、 LG2及びコンデンサ CG1、 CG2、 CG6は複数の誘電体層からなる積層体に内蔵されている。コントロール端子 VC1と接続する抵抗 RGは積層体に内蔵しても、積層体上に印刷しても、あるいはチップ抵抗として積層体上に搭載しても良い。伝送線路 LG1及ぴコンデンサ CG1、 CG2、 CG6はチップィンダクタ及ぴチップコンデンサとして積層体の外表面に搭載しても良く、またコンデンサ CG2 は高周波スィツチモジュールを搭載する回路基板にチップコンデンサとして配置しても良い。

GSM1800の受信回路 GSM1800 RXと送信回路 GSM1800 TXを切り換えるための第 2の高周波スィッチ SW2は、 2つのダイオード DP1、 DP2及び 2つの伝送線路 LP1、 LP2を主構成とする。ダイォード DPIは GSM1800の送受信信号の入出力端 IP1と GSM1800 TXとの間に配置され、ダイォード DPIのァノ一ドは入出力端 IP1に接続し、ダイォード DPIの力ソードとダランドとの間に伝送線路 LP1が接続されている。入出力端 IP1と RX2との間には伝送線路 LP2が接続し、その RX2側の伝送線路 LP2の一端に力ソードが接続されたダィオード DP2が配置し、そのアノードとグランドとの間にコンデンサ CP6が接続し、前記ァノードとコント口ール回路 VC2との間に抵抗 RPが接続してレヽる。

伝送線路 LP1及び伝送線路 LP2はそれぞれの共振周波数が GSM1800の送信信号の周波数帯域内となるような線路長を有する。第 2 のフィルタ回路と GSM1800 TXとの間に配置されたローパスフィルタ fglは、伝送線路及ぴコンデンサにより構成されている。図 17に示す等価回路図では、伝送線路 LP3及ぴコンデンサ CP3、 CP4、 CP7により構成された π型のローパスフィルタは、ダイオード DPI と伝送線路 LP1 との間に配置されている。ローパスフィルタ fglはスィツチ回路 3を構成する素子間に複合的に構成されている力高周波スィツチ SW2の後段又は前段にローパスフィルタ fglを配置されても良い。伝送線路 LP3及ぴコンデンサ CP3、 CP4、 CP7は複数の誘電体層からなる積層体に内蔵されている。

高周波スィツチ SW2の 2つのダイォード DP1、 DP2は、積層体の外表面に搭載されている。伝送線路 LP1、 LP2及ぴコンデンサ CP2、 CP6は複数の誘電体層からなる積層体に内蔵されている。コントロール端子 VC2と接続する抵抗

HPは積層体に内蔵しても、積層体上に印刷しても、あるいはチップ抵抗として積層体上に搭載しても良い。伝送線路 LP1及ぴコンデンサ CP2、 CP6はチップィンダクタゃチップコンデンサとして積層体の外表面に搭載しても良いし、またコンデンサ CP2は高周波スィツチモジュールが搭載される回路基板にチップコンデンサとして配置しても良い。

高周波スィツチ回路 SW1， SW2の後段に配置された SAWフィルタ fe2， fg2 は、 EGSM900の受信信号、 GSM1800の受信信号以外の不要な周波数成分、高調波を除去する機能を有し、積層体上に配置されている。 SAWフィルタ fe2, fg2 として、弾性表面波素子をセラミックパッケージに封止した面実装型 SAW フィルタを用いても、積層体に凹部（Cavity) を設けて弾性表面波素子を裸状態でボンディング実装しても良い。 SAWフィルタ fe2， fg2は、不平衡入力 ·平衡出力型の SAWフィルタであり、このような平衡一不平衡変換機能を具備する SAWフィルタを LNA等の入力インピーダンスや出力インピーダンスに合わせて選択し、平衡一不平衡変換回路として機能させたので、 EGSM900 と GSM1800の受信信号の平衡出力端子を具備した 6750サイズの小型かつ高性能の高周波スィツチモジュールを構成することができる。

本発明の高周波スィツチモジュールにおいて EGSM900方式の送信信号を送信する場合、電圧端子 VC1に正の制御電圧を印加し、電圧端子 VC2に 0 Vの制御電圧を印加する。電圧端子 VC1 から印加された正の電圧は、コンデンサ CG1、 CG2、 CG3、 CG4、 CG6、 CG7及び SAWフィルタ fe2により直流分がカットされ、ダイォード DG1及ぴダイォード DG2を ON状態にする。 SAWフィルタ fe2はその電極構造により直流を流さない。ダイォード DG1が ON状態になると、送信回路 EGSM900 TXと分波器 DPとの間のインピーダンスが低くなる。一方、 ON状態になったダイォード DG2及びコンデンサ CG6により、伝送線路 LG2が高周波的に接地されることにより共振し、入出力端 IP2から受信回路 EGSM900 RX側を見た場合のインピーダンスが非常に大きくなる。その結果、 EGSM900方式の送信信号は受信回路 EGSM900 EXに漏洩することなく分波器 DPへ伝送され、アンテナ ANT力ら送信される。またダイオード DPI及ぴ DP2は電圧端子 VC2から印加された 0 Vの電圧により OFF状態になる。 OFF状態になったダイオード DPIはインピーダンスが高いので、送信回路 GSM1800 TXから来る漏洩信号は遮断され、ァンテナ ANTから送信されな、。

EGSM900の受信信号を受信する場合、電圧端子 VC1及ぴ VC2に 0 Vの電圧を印加する。その結果、ダイオード DG1及び DG2は OFF状態になる。またダイォード DPI及ぴダイォード DP2も OFF状態になる。ダイォード DG1が OFF状態になることにより、送信回路 EGSM900 TXと分波器 DPの間はィンピーダンスが高くなり接続されない。また OFF状態になったダイォード DG2 により、伝送線路 LG2、 SAWフィルタ fe2及び平衡一不平衡変換トランスを介して、分波器と受信回路 EGSM900 RXとは接続され、受信信号が平衡出力される。

GSM1800方式の送信信号を送信する場合、電圧端子 VC1に 0 Vの電圧を印加し、電圧端子 VC2に正の電圧を印加する。電圧端子 VC2から印加された正の電圧は、コンデンサ CP2、 CP3、 CP4、 CP6、 CP7及ぴ SAWフィルタ fg2 により直流分が力ットされ、ダイォード DPI及ぴ DP2は ON状態になる。 SAW フィルタはその電極構造により直流を流さない。ダイォード DPIが ON状態になると、送信回路 GSM1800 TXと分波器 DPとの間のィンピーダンスが低くなる。一方、 ON状態になったダイォード DP2及びコンデンサ CP6により、伝送線路 LP2が高周波的に接地されることにより共振し、入出力端 IP1から受信回路 GSM1800 RX側を見た場合のインピーダンスは非常に大きくなる。その結果、 GSM1800方式の送信信号は受信回路 GSM1800 RXに漏洩することなく分波器へ伝送され、アンテナから送信される。またダイオード DG1及ぴ DG2は電圧端子 VC1から印加された 0 Vの電圧により OFF状態になる。 OFF状態になつたダイォード DG1はィンピーダンスが高いので、送信回路 EGSM900 TXから来る漏洩信号は遮断され、アンテナ ANTから送信されない。

GSM1800方式の受信信号を受信する場合、電圧端子 VC1及ぴ VC2に 0 Vの電圧が印加され、ダイオード DPI及び DP2は OFF状態になる。またダイォード DG1及ぴ DG2も OFF状態になる。ダイォード DPIが OFF状態になると、送信回路 GSM1800 TXと分波器 DPとの間はインピーダンスが高くなり接続されな、。また OFF状態になったダイォード DP2により、伝送線路 LP2、 SAW フィルタ ¾2、及び平衡ー不平衡変換トランスを介して、分波器 DPと受信回路 GSM1800 RXとは接続され、受信信号が平衡出力される。

本実施態様において平衡出力される受信信号は振幅平衡度が ± 1 dB以内であり、位相平衡度が 180±10 deg.以内である。

[3] 高周波スィツチモジュールの平衡出力化の第二の態様

前記のように、回路素子を少なく構成しょうとすれば、平衡ー不平衡変換回路として SAWフィルタを用いるのが好ましいが、フィルタとして必要な比帯域幅や挿入損失等の電気的特性や、平衡'ー不平衡変換回路として必要な位相平衡度及び振幅平衡度を確保しながら、所望の入出力インピーダンスを得るように構成することが容易でない場合がある。このような場合、平衡一不平衡変換回路として平衡ー不平衡変換トランスを用い、これを高周波スィッチモジュールに複合化するのが好ましい。

図 18は本発明の別の実施態様による高周波スィツチモジュールの回路を示し、図 19は本発明のその等価回路を示す。平衡ー不平衡変換機能及ぴィンピーダンス変換機能を有する平衡一不平衡変換トランス BALI, BAL2を不平衡一不平衡型の SAWフィルタ fe2， fg2の後段に配置する。平衡ー不平衡変換トランス BALI は伝送線路 LG4、 LG5、 LG6により構成され、平衡一不平衡変換トランス BAL2 は伝送線路 LP4、 LP5、 LP6により構成されている。これらの伝送線路は複数の誘電体層からなる積層体に内蔵されている。

図 20はこのような高周波スィツチモジュールの平面図であり、図 21はその斜視図であり、図 22はその積層体の内部構造を示す。この実施態様では、分波器 DPを構成する第 1及び第 2のフィルタ回路、ローパスフィルタ fel， fgl、高周波スィッチ SW1， SW2 の伝送線路、平衡ー不平衡変換トランス BALI, BAL2の伝送線路は積層体内でストリップラインとして構成されており、ダイォードと、 SAWフィルタと、高容量値のコンデンサ及ぴ抵抗はチップコンデンサ及ぴチップ抵抗として積層体上に搭載されている。その結果、ワンチップィ匕した 6750サイズの高周波スィツチモジュールが構成される。

この積層体の内部構造を図 22により説明する。この積層体は、低温焼成が可能なセラミック誘電体材料からなり、厚さが 30〜200 μηιのグリーンシート上に Agを主体とする導電ペーストを印刷し、所望の電極パターンを形成し、適宜積層し、一体焼成することにより構成される。ライン電極の幅は 100〜400 μηι である。電極パターンは、グランド電極 GND及び伝送線路を構成するライン電極、コンデンサを構成するコンデンサ電極、回路素子間を電気的に接続する接続線路（回路素子間を接続するための電極）を構成する。積層体に配置された電極パターンは、スルーホール電極（図中黒丸で示す）及び前記接続電極を介して適宜接続され、第 1及び第 2のスィッチ回路 SW1, SW2用の伝送線路やコンデンサ、分波器の伝送線路やコンデンサ、平衡ー不平衡変換トランスの伝送線路やコンデンサを形成している。 SAWフィルタのグランド端子は、積層体内に形成されたグランド電極とスルーホールや外部電極等の接続手段により電気的に接続し、平衡一不平衡変換トランスはスィッチ回路及び分波器とグランド電極を共有している。

また平衡一不平衡変換トランスの入力側にグランドと接続するコンデンサ

CG8, CP8及ぴ平衡端子間にコンデンサ CG5、 CP5が配置されている。限られた面積の積層体内に平衡一不平衡変換トランスの伝送線路を内蔵する場合、必要な長さの伝送線路を形成できず、所望の卷数比が得られない場合や、平衡側の伝送線路 LG5， LG6及び伝送線路 LP5， LP6を対称にすることが困難な場合がある。このような場合には、必要な入出力インピーダンス、位相平衡度及ぴ振幅平衡度が得られないため、それらの調整のためコンデンサを付加する。コンデンサは積層体に内蔵しても良いし、積層体上にチップコンデンサとして搭載しても良い。平衡ー不平衡変換トランスのグランドは他の回路部品と共通化している。

本実施態様では、積層体上にダイオード DG1、 DG2、 DPI, DP2、チップコンデンサ CG1、 CG2、 CP2、チップ抵抗 RG、 RP、及ぴ面実装型 SAWフィルタ fe2, f_g2を搭載する。平衡一不平衡変換回路として、平衡ー不平衡変換トランスを積層体に他の回路と一体化すると、各送受信系において、優れた揷入損失特性、アイソレーション特性が得られるとともに、平衡入力型の高周波部品 (LNA) と接続するための平衡出力端子を具備する小型かつ高性能の高周波スイッチモジュールを得ることができる。この場合も、平衡出力される受信信号は、振幅平衡度が ± 1 dB以内であり、位相平衡度が 180± 10 deg.以内である。平衡ー不平衡変換トランスは図 19に示すトリフアイラ一型以外にも種々の構成があり、図 23(a)及ぴ (b) に平衡ー不平衡変換トランスの等価回路の他の態様を示す。

例えば図 19において、 EGSM900 TXモ一ドで電圧端子 VC1に正の電圧が与えられた場合、 GSM1800の送受信系に接続する高周波スィツチ SW2のダイォード DP1、 DP2は無バイアス状態である。ここで何らかの原因で高周波スイツチ SW2に回り込んだ EGSM900 TXの送信信号がダイォード DPIに到達すると、ダイォード DPIが不安定な電位状態のため非線形動作をして、高調波を発生するおそれがある。図 24に示す高周波スィツチモジュールはかかる高調波の発生を完全に防止するものである。具体的には、図 24に示す構成の高周波スィッチ SW1， SW2では、抵抗 Rにより発生した電圧はこれと逆極性のダイォード DPIに印可され、ダイォード DPIは逆パイァスされて安定な電位状態になり、高調波の発生を防止する。

[4] 高周波スィッチモジュールの平衡出力化の第三の態様

本実施態様の高周波スィッチモジュールの回路を図 25に示す。この高周波スィツチモジュールは、単一の多元接続方式で 3つの異なる通信方式を扱うもので、第 1の送受信系（例えば EGSM900送信周波数 880〜915 MHz、受信周波数 925〜960 MHz) の送信回路と受信回路を切り替える第 1の高周波スィツチ SW1と、第 2及び第 3の送受信系の送信回路と、第 2の送受信系（GSM1800送信周波数 Γ710〜Γ785 ΜΗζ、受信周波数 1805〜1880ΜΗ ζ ) の受信回路と、第 3の送受信系（PCS 送信周波数 1850~1910 MHz、受信周波数 1930〜： L990 MHz) の受信回路とを切り替える第 2の高周波スィッチ SW2を具備する。第 2 の送受信系の送信回路と第 3の送受信系の送信回路は共通化されており、高周波スィツチ SW2と SAWフィルタ f2との間に位相補正回路 LD4が配置されている。 SAWフィルタ f2は不平衡入力一平衡出力型であり、その平衡出力端にィンダクタが配置されている。なお高周波スィッチ SW1， SW2は、本発明者等が先に提案したもの（WO 00/55983) と同じで良いので、説明を省略する。

図 26は図 25に示す高周波スィツチモジュールの等価回路を示し、図 27は高周波スィツチモジュールの外観を示し、図 28はその積層体の内部構造図を示す。 SAWフィルタ fg2は、伝送線路により構成された位相補正回路 LD4を介して高周波スィツチと接続している。 SAWフィルタ fe2， fg2の平衡出力端間にはそれぞれィンダクタ LG, LDが並列に接続されている。

インダクタ LG, LDのインダクタンスは、使用される周波数に応じて適宜選定されるが、例えば GSM1800では 10〜30 nB [程度、 800 ]\11½帯の£08]^900 では 30〜60 nH程度が推奨される。本実施態様では、インダクタ LG， LDをチップインダクタとして積層体上に搭載しているので、チップインダクタを交換すればインダクタンスを微調整できる。インダクタを積層体にミアンダ状、コィル状、スパイラル状等の伝送線路パターンで形成してもよく、また積層体上に前記パターンの少なくとも一部を形成すれば、トリミングによりィンダクタンスを微調整でき、インダクタを実装する面積を低減でき、高周波スィッチモジュールを更に小型^ f匕できるので好ましい。

SAWフィルタ fe2， fg2は管封止の SAWフィルタであるが、一つのパッケージに複数の送受信系、例えば EGSM900用、 GSM1800用の 2つのフィルタを有する複合型の SAWフィルタとすると、 2つの単体型の SAWフィルタを用いる場合よりも、積層体における実装面積を 30%程度削減できる。

SAWフィルタを構成する弾性表面波素子を BGA (Ball Grid Array) のベアチップや LGA (Land Grid Array) のベアチップとし、積層体に形成した凹部 (Cavity)に配置し、積層体の伝送線路等とバンプ接続すれば、管封止型の SAW フィルタでのワイヤボンディング用のリード線ゃモールド樹脂のために寄生のィンダクタンスゃコンデンサ成分を極めて小さくでき、またフェースダウン実装すれば、積層体の主面を平坦にすることができ、マウンタ一等による取り扱いが容易となる。その封止は封止金属で気密封止する方法や、封止榭脂による方法がある。

本実施態様によれば図 29〜図 33の周波数特性図に示すように、 SAWフィルタの帯域内リップルを 2.0 dB以下に構成することができ、受信信号の品質劣化を防止することができる。また SAWフィルタの平衡出力端と高周波スィッチモジュールの実装基板との接続用の外部端子との間に配置される伝送線路 LG4、 LG5、 LP4、 LP5の線路長を適宜調整することにより、平衡出力される受信信号の振幅平衡度は ±1 dB以内となり、位相平衡度は 180± 10 deg.以内となり、 6750サイズの小型の高周波スィツチモジュールが得られる。

本発明を上記実施態様により具体的に説明したが、本発明はそれらに限定されるものではなく、必要に応じて図 34に示すような高周波スィツチモジュールや、位相器と SAWフィルタを組み合わせた SAW分波器を具備する高周波スィツチモジュールにも適応できる。また PA (電力増幅器)、 LNA (低雑音増幅器)、ミキサ及ぴアイソレータの少なくとも 1つを追加しても良い。このように本発明は、その思想の範囲内で様々な構成の高周波スィツチ回路に適用可能であると理解すべきである。産業上の利用可能性

本発明の高周波スィツチモジュールは、高周波スィツチと SAWフィルタ等の他の高周波部品とが複合一体化されており、小型でありながら電気的特性に優れており、シングルバンド携帯電話機、マルチバンド携帯電話機等の携帯通信機に利用できる。また平衡一不平衡変換回路（又は平衡ー不平衡変換回路及びインピーダンス変換回路）を具備すると、携帯電話機等の携帯通信機の RF回路部において、インピーダンスマッチングするためのコンデンサ、インダンクタ等の付属部品を減じることができ、回路の小型化及び回路配置の融通性の向上が得られる。その結果、高周波スィッチモジュールを用いた携帯通信機を更に小型 ·軽量化できる。

Claims

請求の範囲

1. アンテナと送信回路と受信回路との間に接続され、複数のスイッチング素子を具備する高周波スィツチ回路と、前記高周波スィツチ回路と前記受信回路との間に接続された弾性表面波フィルタとを具備し、電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とする高周波スィツチモジユールにおいて、前記スィツチ回路と前記弾性表面波フィルタとの間に位相補正回路が配置されており、前記高周波スィッチ回路は第 1 のスイッチング素子と、第 1の伝送線路と、第 1のコンデンサとを主要素子とし、前記第 1の伝送線路及ぴ前記第 1のコンデンサの少なくとも一部は前記積層体の前記電極パターンにより構成されており、前記弾性表面波フィルタは前記積層体上に実装されていることを特^ [とする高周波スィツチモジユーノレ。

2. 請求項 1に記載の高周波スィッチモジュールにおいて、前記高周波スィッチは、前記送信回路と前記アンテナの間に配置された第 1のスイッチング素子と、前記第 1のスィツチング素子の送信回路側を接地する第 1の伝送線路又はィンダクタと、前記ァンテナと前記受信回路との間に配置された第 2の伝送線路と、前記第 2の伝送線路の受信回路側を接地する第 2のスィツチング素子とを具備し、前記位相補正回路は前記第 2の伝送線路に直列接続されていることを特徴とする高周波スィツチモジュール。

3. 請求項 1又は 2に記載の高周波スィッチモジュールにおいて、前記位相補正回路は伝送線路、ィンダクタ及ぴコンデンサから選ばれた少なくとも一つにより構成されていることを特徴とする高周波スィツチモジュール。

4. 請求項 3に記載の高周波スィッチモジュールにおいて、前記位相補正回路はチップ部品として前記積層体上に実装されているか、前記積層体内に形成されていることを特徴とする高周波スィッチモジュール。

5. 請求項 1〜4のいずれかに記載の高周波スィッチモジュールにおいて、前記高周波スィツチ回路と前記受信回路との間に平衡型回路と不平衡型回路とを接続するための平衡一不平衡変換回路が設けられており、前記平衡ー不平衡変換回路は不平衡入力 ·平衡出力の弾性表面波フィルタであることを特徴とする高周波スィツチモジユーノレ。

6. 請求項 5に記載の高周波スィッチモジュールにおいて、前記弾性表面波フィルタは異なる入力インピーダンス及ぴ出力インピーダンスを有し、インピーダンス変換回路として機能することを特徴とする高周波スィツチモジュール。

7. 請求項 5又は 6に記載の高周波スィツチモジュールにおいて、前記弾性表面波フィルタの平衡出力端の近傍に、前記平衡出力端に並列にィンダクタが配置されていることを特@ [とする高周波スィツチモジュール。

8. 電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とする高周波スィッチモジュールであって、送受信系の送信回路と受信回路とを切り替える高周波スィッチ回路と、前記高周波スィッチ回路の受信系に接続され、平衡型回路と不平衡型回路とを接続する平衡一不平衡変換回路とを具備し、前記高周波スィツチ回路は第 1のスィツチング素子と、第 1の伝送線路と、第 1 のコンデンサとを主要素子とし、前記第 1の伝送線路及ぴ前記第 1のコンデンサの少なくとも一部は前記積層体の前記電極パターンにより構成され、前記平衡一不平衡変換回路は不平衡入力 ·平衡出力の弾性表面波フィルタであり、前記積層体上に実装されていることを特徴とする高周波スィッチモジュール。

9. 請求項 8に記載の高周波スィッチモジュールにおいて、前記弾性表面波フィルタは異なる入力インピーダンス及ぴ出力インピーダンスを有し、インピーダンス変換回路として機能することを特徴とする高周波スィッチモジュール。

10. 請求項 8又は 9に記載の高周波スィツチモジュールにおいて、前記弾性表面波フィルタの平衡出力端の近傍に、前記平衡出力端に並列にィンダクタが配置されていることを特徴とする高周波スィツチモジュール。

11. 請求項 10に記載の高周波スィッチモジュールにおいて、前記弾性表面波フィルタと前記弾性表面波フィルタの平衡出力端に並列に配置されたィンダクタとが前記積層体内に形成した接続線路により接続されていることを特徴とする高周波スィツチモジュール。

12. 請求項 10又は 11に記載の高周波スィツチモジュールにおいて、弾性表面波フィルタの平衡出力端に対して並列に配置されたインダクタがチップインダクタであり、前記積層体上に実装されていることを特徴とする高周波スィツチモジユーノレ。

13. 請求項 10又は 11に記載の高周波スィツチモジュールにおいて、弾性表面波フィルタの平衡出力端に対して並列に配置されたィンダクタがコィル形状、ミアンダ形状又はスパイラル形状の伝送線路からなり、前記積層体内に形成されていることを特徴とする高周波スィツチモジュール。

14. 電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とする高周波スィツチモジュールであって、送受信系の送信回路と受信回路とを切り替える高周波スィッチ回路と、前記高周波スィッチ回路の受信系に接続された弾性表面波フィルタと、前記弾性表面波フィルタに接続された平衡ー不平衡変換回路とを具備し、前記高周波スィッチ回路はスイッチング素子と、第 1 の伝送線路と、第 1のコンデンサとを主要素子とし、前記第 1の伝送線路及び前記第 1のコンデンサの少なくとも一部は前記積層体の前記電極パターンにより構成され、前記平衡ー不平衡変換回路は平衡ー不平衡変換トランスであり、前記平衡ー不平衡変換トランスは第 2の伝送線路を主要素子とし、前記第 2の伝送線路は前記積層体の前記電極パターンにより形成されていることを特徴とする高周波スィツチモジュール。

15. 請求項 14に記載の高周波スィツチモジュールにおいて、前記高周波スィッチ回路と前記弾性表面波フィルタとの間に位相補正回路を具備することを特徴とする高周波スィツチモジュール。

16. 請求項 15に記載の高周波スィッチモジュールにおいて、前記位相補正回路は前記電極パターンにより形成された伝送線路又はコンデンサにより構成されていることを特徴とする高周波スィツチモジュール。

17. 請求項 15又は 16に記載の高周波スィッチモジュールにおいて、前記位相補正回路は前記積層体上に実装されたチッブインダクタ又はチップコンデンサにより構成されていることを特徴とする高周波スィッチモジュール。

18. 請求項 1〜17のいずれかに記載の高周波スィッチモジュールにおいて、前記積層体は、対向する主面と両主面間を連結する側面とを有し、前記弾性表面波フィルタはベアチップとして少なくとも一方の主面にフェースダウン実装されていることを特徴とする高周波スィツチモジュール。