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WO2016114353A1 - 極数切替型回転電機および極数切替型回転電機の駆動方法 - Google Patents

極数切替型回転電機および極数切替型回転電機の駆動方法 Download PDF

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WO2016114353A1
WO2016114353A1 PCT/JP2016/050993 JP2016050993W WO2016114353A1 WO 2016114353 A1 WO2016114353 A1 WO 2016114353A1 JP 2016050993 W JP2016050993 W JP 2016050993W WO 2016114353 A1 WO2016114353 A1 WO 2016114353A1
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pole
current
phase
stator
phases
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PCT/JP2016/050993
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勇気 日高
大河 小松
秀哲 有田
大穀　晃裕
盛幸 枦山
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a pole number switching type rotating electrical machine that drives by switching the number of poles in order to ensure high torque performance and high output performance over a wide rotational range, and a driving method of the pole number switching type rotating electrical machine.
  • a pole-switching rotating electrical machine that switches and drives the number of poles in order to ensure high torque and high output over a wide rotational range is known. .
  • a three-phase coil is divided into two equal parts, a terminal is provided at an end other than the connection part of each coil, and the divided coil is divided into three-phase four-poles for each phase.
  • Some have been formed for example, see Patent Document 1).
  • Patent Document 1 the excitation coil of each slot is connected in series in the case of two-pole driving, and the connection of the external coil in the excitation coil divided into two in the case of four-pole driving is reversed and the two-phase excitation coil The power connection of is switched.
  • Patent Document 2 As another conventional pole number switching type rotating electric machine, six coils are arranged every 60 °, and coils facing each other are connected so as to have the same polarity and wound for one phase. Some are configured as lines (see, for example, Patent Document 2).
  • Patent Document 2 the number of poles of the rotating electrical machine is converted by switching the phase sequence of the power supply voltage applied to the three sets of three-phase windings configured as described above.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and does not use a winding switching mechanism, and has a pole-switching rotating electric machine and a pole having excellent torque-to-current characteristics even at high poles. It is an object to obtain a driving method for a number-switching type rotating electrical machine.
  • the pole-switching rotating electrical machine is rotated by a magnetomotive force generated by a stator in which stator slots are arranged at equal intervals in the mechanical angle direction and a current flowing in a stator coil stored in the stator slot.
  • an n-group inverter that supplies an m-phase current to the stator coil, and a controller that controls the n-group inverter, and a magnetomotive force per stator slot.
  • Each of which is arranged at equal intervals and is a pole-switching rotating electric machine that switches the number of poles between high-pole driving and low-pole driving, and the controller is provided for each pole pair that can be controlled by the n-group inverter.
  • the number of current phases which is the number of current phases, is the number of groups n ⁇ phase number m / 2 during high-pole driving, the number of groups n ⁇ phase number m during low-pole driving, where the number n is a multiple of 4 and the number of phases m Flows to the stator coil so that it is a natural number of 3 or more that is relatively prime with the group number n.
  • the current phase of the current to be controlled is controlled.
  • a rotating electric machine configured to include a rotor that rotates by a magnetomotive force, an n-group inverter that supplies an m-phase current to the stator coil, and a control unit that controls the n-group inverter.
  • Each of the magnetomotive forces per slot is arranged at equal intervals, and is a method for driving a pole-switching rotating electrical machine that switches the number of poles between high-pole driving and low-pole driving.
  • a current supply step for supplying an m-phase current to the stator coil, and the current supply step is a current phase degree of freedom that is the number of current phases per pole pair that can be controlled by the n-group inverter during low-pole driving; Is the number of groups n x number of phases However, the current phase of the current flowing in the stator coil is controlled so that the group number n is a multiple of 4 and the phase number m is a natural number of 3 or more that is relatively prime to the group number n. The current phase of the current that flows through the stator coil is switched so that the degree of phase freedom is the number of groups n ⁇ number of phases m / 2.
  • the current phase degree of freedom which is the number of current phases per pole pair that can be controlled by the n-group inverter, is the number of groups n ⁇ the number of phases m / 2 at the high pole, and the number of groups n ⁇ the number of phases at the low pole.
  • m where the number of groups n is a multiple of 4 and the phase number m is controlled to switch the phase of the current flowing in the stator coil so that it is a natural number of 3 or more that is relatively prime to the number n of groups.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view of a rotating electrical machine 1 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the rotating electrical machine 1 includes a stator 6 and a rotor 10.
  • FIG. 1 shows an example in which the rotating electrical machine 1 is an induction machine, the rotating electrical machine 1 is not limited to an induction machine. For example, it may be a permanent magnet type synchronous rotating machine or a field winding type synchronous rotating machine.
  • the stator 6 of the rotating electrical machine 1 shown in FIG. 1 has a cylindrical shape, and 48 stator slots 8 identified by slot numbers # 1 to # 48 are provided in the mechanical angle direction on the inner periphery of the stator 6. It is arranged at equal intervals. A stator coil 9 is stored in the stator slot 8. Stator teeth 7 are formed between adjacent stator slots 8.
  • a rotor 10 of the rotating electrical machine 1 shown in FIG. 1 has a cylindrical shape and is configured to include a rotor core 11.
  • the rotor 10 rotates inside the stator 6 by a magnetomotive force generated by a current flowing through the stator coil 9 with the shaft passing through the shaft hole 14 as a rotation axis.
  • rotor slots 12 are arranged at equal intervals in the mechanical angle direction, and a secondary conductor 13 is stored in the rotor slot 12.
  • a rotation gap 15 exists between the stator 6 and the rotor 10.
  • the rotating electrical machine 1 is driven by an m-phase inverter composed of n groups (not shown).
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing the connection between the rotating electrical machine 1 and the inverters 21 to 24 in the pole number switching type rotating electrical machine according to the first embodiment of the present invention.
  • the pole number switching type rotating electric machine according to the first embodiment includes the rotating electric machine 1, inverters 21 to 24, and the control unit 3 for the inverters 21 to 24.
  • the four-phase three-phase inverters 21 to 24 supply current to the corresponding stator coil 9 of the rotating electrical machine 1.
  • the inverters 21 to 24 are controlled by the control unit 3.
  • the first group (a1, b1, c1) of the stator coil 9 is connected to the inverter 21, the second group (a2, b2, c2) is connected to the inverter 22, and the third group (a3, b3, c3). ) Is connected to the inverter 23, and the fourth group (a 4, b 4, c 4) is connected to the inverter 24.
  • a1, b1, c1, a2, b2, c2, a3, b3, c3, a4, b4, and c4 are output line codes representing the types of output lines from the inverter to the motor.
  • the control unit 3 includes, as hardware, a storage device 4 that stores a program, and a processor 5 that executes the program stored in the storage device 4.
  • the control unit 3 is realized as a processing circuit such as a system LSI, for example.
  • the storage device 4 includes a volatile storage device such as a random access memory and a nonvolatile auxiliary storage device such as a flash memory or a hard disk.
  • a volatile storage device such as a random access memory
  • a nonvolatile auxiliary storage device such as a flash memory or a hard disk.
  • the processor 5 executes a program stored in the storage device 4. Since the storage device 4 includes a volatile storage device and an auxiliary storage device, the processor 5 inputs a program from the auxiliary storage device via the volatile storage device.
  • the processor 5 may output data such as a calculation result to the volatile storage device of the storage device 4, or may store the data in the auxiliary storage device via the volatile storage device.
  • the plurality of processors 5 and the plurality of storage devices 4 may execute the above function in cooperation, or a plurality of processing circuits may execute the above function in cooperation. Further, the above functions may be executed in cooperation with a combination of a plurality of processors 5 and a plurality of storage devices 4 and a plurality of processing circuits.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing a current phase arrangement of the stator coil 9 in the pole number switching type rotating electric machine according to the first embodiment of the present invention.
  • 3A shows the current phase arrangement for two pole pairs at the time of the high pole (eight poles)
  • FIG. 3B shows the current phase for one pole pair at the time of the low poles (four poles). The arrangement is shown.
  • a stator tooth 7 is formed between adjacent stator slots 8.
  • FIG. 3 shows only the current phase arrangement of # 1 to # 24 among # 25 to # 48 of the stator slot 8.
  • the stator slot 8 is actually divided into an outer diameter side and an inner diameter side of the stator 6, and a stator coil 9 having different current phases is housed on the outer diameter side and the inner diameter side of the stator 6.
  • FIG. 3 shows only the current phase of the stator coil 9 on the outer diameter side.
  • the control unit 3 of the inverters 21 to 24 has the current phase arrangement shown in FIGS. 3A and 3B when the current phase arrangement of the current flowing through the stator coil 9 is high and low. In this manner, the phase of the current flowing through the stator coil 9 is controlled.
  • the underlined current phase means that the winding direction of the stator coil 9 is reversed with respect to the current phase not underlined.
  • the control unit 3 indicates that the number of poles during high pole driving is twice the number of poles during low pole driving, and the different current phases used for the stator slots 8 per pole pair.
  • FIG. 3 shows the stator 6 stored so that the pole pitch and the coil pitch are all six-pitch windings at the time of high pole, but the stator 6 of the first embodiment is shown. Is not necessarily limited to such a configuration.
  • stator coil 9 for one current phase is stored in every two stator slots 8, so that one pole pair is formed by 12 stator slots 8 at the high pole, At the low pole, one pole pair is formed by the 24 stator slots 8.
  • Table 1 is a table showing the current phase order of the currents supplied to the rotating electrical machine 1 by the inverters 21 to 24 in the pole number switching type rotating electrical machine according to the first embodiment of the present invention.
  • the control unit 3 of the inverters 21 to 24 switches and controls the current phase of the current flowing through the stator coil 9 of the rotating electrical machine 1 according to Table 1.
  • switching control of the current phase arrangement of the stator coil 9 is performed so that the current phase arrangement shown in FIG. 3A is obtained when the pole is high and the current phase arrangement shown in FIG. This can be realized without using a switching mechanism.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing a magnetomotive force waveform in the pole number switching type rotating electric machine according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4A shows a magnetomotive force waveform in the current phase arrangement at the time of high pole shown in FIG. 3A
  • FIG. 4B shows the current phase at the time of low pole shown in FIG.
  • positioning is shown.
  • FIG. 4 represents the slot number of the stator slot 8 shown at the top.
  • the vertical axis in FIG. 4 indicates the magnetomotive force normalized so that the maximum value becomes 1 at the position corresponding to each slot number of the stator slot 8.
  • the magnetomotive forces per stator slot 8 are arranged at equal intervals.
  • the number of coil turns of the stator coil 9 in the stator slot 8 is all equal, and U, V, and W phases are respectively I, -I / 2, -I / The current of 2 is flowing. That is, the absolute value of the magnetomotive force per stator slot 8 generated by the stator coil 9 is equal.
  • the magnetomotive force waveform at the high pole shown in FIG. 4A is a waveform mainly including a spatial order of 2k.
  • the magnetomotive force waveform at the time of the low pole shown in FIG. 4B is a waveform mainly including the spatial order of k.
  • control unit 3 of the inverters 21 to 24 performs switching control of the current phase of the current flowing through the stator coil 9 of the rotating electrical machine 1 according to Table 1, so that the high polarity of the current phase arrangement of the stator coil 9 (8 It can be seen that switching control between poles) and low poles (four poles) is realized.
  • the absolute values of the magnetomotive force per stator slot 8 generated by the stator coil 9 are not necessarily equal. It is only necessary that the magnetomotive force waveform at the time of the low pole is a waveform mainly including the space order of k with respect to the waveform including the spatial order of 2k at the high pole time.
  • the number of stator slots corresponding to each pole is two. That is, the stator coil 9 for one current phase is stored every two consecutive slots.
  • the number of phases m is 3.
  • the current phase degree of freedom which is the number of current phases per one pole pair that can be controlled by the n-group inverter, is 6 at the time of high-pole driving.
  • the current phase degree of freedom 3
  • the current phase degree of freedom can be improved.
  • the distributed winding coefficient k wd is expressed by the following formula (1) using the number of stator slots q corresponding to each pole.
  • the current phase freedom and the winding coefficient at the time of high pole can be improved, so that excellent torque-current characteristics can be obtained even at the time of high pole.
  • control unit 3 of the inverters 21 to 24 only switches and controls the phase of the current flowing through the stator coil 9 of the rotating electrical machine 1, and does not add a winding switching mechanism. Since an electric machine can be realized, an increase in the number of parts and cost can be suppressed.
  • the current is not only during low-speed traveling with a low engine speed but also during high-speed traveling with a high engine speed after acceleration.
  • An excellent torque-current characteristic can be obtained by switching the phase to a high pole, so that fuel efficiency can be improved.
  • FIG. FIG. 5 is a schematic diagram showing the connection between rotating electric machine 1 and inverters 21 to 24 in the pole number switching type rotating electric machine according to the second embodiment of the present invention.
  • the pole number switching type rotating electrical machine of the second embodiment has five-phase inverters 21 to 24 instead of the three-phase current.
  • the main difference is in supplying current.
  • the configuration of the control unit 3 is the same as that of the first embodiment.
  • the first group (a1, b1, c1, d1, e1) of the stator coil 9 is connected to the inverter 21
  • the second group (a2, b2, c2, d2, e2) is connected to the inverter 22
  • the third group (a3, b3, c3, d3, e3) is connected to the inverter 23
  • the fourth group (a4, b4, c4, d4, e4) is connected to the inverter 24.
  • d1, e1, d2, e2, d3, e3, d4, and e4 are output line codes representing the types of output lines from the inverter to the motor.
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing a current phase arrangement of the stator coil 9 in the pole number switching type rotating electric machine according to the second embodiment of the present invention.
  • 6A shows the current phase arrangement for two pole pairs at the time of the high pole (four poles)
  • FIG. 6B shows the current phase for one pole pair at the time of the low poles (two poles). The arrangement is shown.
  • the control unit 3 of the inverters 21 to 24 has the current phase arrangement shown in FIGS. 6A and 6B when the current phase arrangement of the current flowing through the stator coil 9 is high and low, respectively. In this manner, the phase of the current flowing through the stator coil 9 is controlled.
  • the control unit 3 indicates that the number of poles at the time of high pole driving is twice the number of poles at the time of low pole driving, and different current phases used for the stator slots 8 per pole pair.
  • the stator 6 shows the stator 6 stored so that the pole pitch and the coil pitch are both full-pitch winding with a 5-slot pitch at the time of the high pole, the stator 6 of the second embodiment is shown. Is not necessarily limited to such a configuration.
  • Table 2 is a table showing the current phase order of the currents supplied to the rotating electrical machine 1 by the inverters 21 to 24 in the pole number switching type rotating electrical machine according to the second embodiment of the present invention.
  • the control unit 3 of the inverters 21 to 24 switches and controls the current phase of the current flowing through the stator coil 9 of the rotating electrical machine 1 according to Table 2.
  • switching control of the current phase arrangement of the stator coil 9 is performed so that the current phase arrangement shown in FIG. 6A is obtained when the pole is high, and the current phase arrangement shown in FIG. This can be realized without using a switching mechanism.
  • FIG. 7 is a schematic diagram showing a magnetomotive force waveform in the pole number switching type rotating electric machine according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7A shows a magnetomotive force waveform in the current phase arrangement at the high pole shown in FIG. 6A
  • FIG. 7B shows the current phase at the low pole shown in FIG. 6B.
  • positioning is shown.
  • the magnetomotive force waveform shown in FIG. 7 has the same number of coil turns of the stator coil 9 in the stator slot 8, and each of the A phase, the B phase, the C phase, the D phase, and the E phase has I ⁇ cos ( 0 ⁇ ), I ⁇ cos (72 °), I ⁇ cos (144 °), I ⁇ cos (216 °), and I ⁇ cos (288 °). That is, the absolute value of the magnetomotive force per stator slot 8 generated by the stator coil 9 is equal.
  • the magnetomotive force waveform at the high pole shown in FIG. 7A is a waveform mainly including a spatial order of 2k.
  • the magnetomotive force waveform at the time of the low pole shown in FIG. 7B is a waveform mainly including the spatial order of k.
  • control unit 3 of the inverters 21 to 24 performs switching control of the current phase of the current flowing through the stator coil 9 of the rotating electrical machine 1 according to Table 2, so that the high polarity of the current phase arrangement of the stator coil 9 (4 It can be seen that switching control between the pole) and the low pole (two poles) is realized.
  • the number of stator slots corresponding to each pole is one.
  • the number of phases m is 5.
  • the current phase degree of freedom which is the number of current phases per one pole pair that can be controlled by the n-group inverter, is 10 at the time of high-pole driving.
  • the current phase degree of freedom 5
  • the current phase degree of freedom can be improved.
  • the first group (a1, b1, c1) of the stator coil 9 is connected to the inverter 21, the second group (a2, b2, c2) is connected to the inverter 22, and the third group (a3, b3, c3). ) Is connected to the inverter 23, and the fourth group (a 4, b 4, c 4) is connected to the inverter 24.
  • FIG. 8 is a schematic diagram showing a current phase arrangement of the stator coil 9 in the pole number switching type rotating electric machine according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 8A shows a current phase arrangement for two pole pairs at the time of high pole (four poles), and
  • FIG. 8B shows a current phase for one pole pair at the time of low poles (two poles). The arrangement is shown.
  • the control unit 3 of the inverters 21 to 24 has the current phase arrangement shown in FIGS. 8A and 8B when the current phase arrangement of the current flowing through the stator coil 9 is high and low, respectively. In this manner, the phase of the current flowing through the stator coil 9 is controlled.
  • the control unit 3 indicates that the number of poles during high pole driving is twice the number of poles during low pole driving, and the different current phases used for the stator slots 8 per pole pair.
  • Table 3 is a table showing the current phase order of the currents supplied to the rotating electrical machine 1 by the inverters 21 to 24 in the pole number switching type rotating electrical machine according to the third embodiment of the present invention.
  • the control unit 3 of the inverters 21 to 24 switches and controls the current phase of the current flowing through the stator coil 9 of the rotating electrical machine 1 according to Table 3.
  • FIG. 9 is a schematic diagram showing a magnetomotive force waveform in the pole number switching type rotating electric machine according to the third embodiment of the present invention.
  • 9A shows a magnetomotive force waveform in the current phase arrangement at the time of high pole shown in FIG. 8A
  • FIG. 9B shows the current phase at the time of low pole shown in FIG. 8B.
  • positioning is shown.
  • the number of coil turns of the stator coil 9 in the stator slot 8 is all equal, and the A phase, B phase, C phase, D phase, E phase, F phase, G phase,
  • I ⁇ cos (0 °), I ⁇ cos ( ⁇ 120 °), I ⁇ cos ( ⁇ 240 °), I ⁇ cos ( ⁇ 30 ° ), I ⁇ cos ( ⁇ 150 °), I ⁇ cos ( ⁇ 270 °), I ⁇ cos ( ⁇ 60 °), I ⁇ cos ( ⁇ 180 °), I ⁇ cos ( ⁇ 300 °), I ⁇ cos ( ⁇ 90 °), I ⁇ cos ( ⁇ 210 °), and I ⁇ cos ( ⁇ 330 °) currents are flowing. That is, the absolute value of the magnetomotive force per stator slot 8 generated by the stator coil 9 is equal.
  • the magnetomotive force waveform at the time of high pole shown in FIG. 9A is a waveform mainly including a spatial order of 2k.
  • the magnetomotive force waveform at the time of the low pole shown in FIG. 9B is a waveform mainly including the spatial order of k.
  • control unit 3 of the inverters 21 to 24 switches and controls the current phase of the current flowing through the stator coil 9 of the rotating electrical machine 1 according to Table 3, so that the high polarity (4 It can be seen that switching control between the pole) and the low pole (two poles) is realized.
  • the number of stator slots corresponding to each pole is one.
  • the number of phases m is 3.
  • the first group (a1, b1, c1) of the stator coil 9 is connected to the inverter 21, the second group (a2, b2, c2) is connected to the inverter 22, and the third group (a3, b3, c3).
  • the fourth group (a4, b4, c4) is connected to the inverter 24, the fifth group (a5, b5, c5) is connected to the inverter 25, and the sixth group (a6, b6, c6) is connected to the inverter 26, the seventh group (a7, b7, c7) is connected to the inverter 27, and the eighth group (a8, b8, c8) is connected to the inverter 28.
  • 2nd group (a2, b2, c2), 3rd group (a3, b3, c3), 4th group (a4, b4, c4), 5th group (a5, b5, c5), 6th group (a6,
  • b6, c6 The same applies to b6, c6), seventh group (a7, b7, c7), and eighth group (a8, b8, c8).
  • FIG. 11 is a schematic diagram showing a current phase arrangement of the stator coil 9 in the pole number switching type rotating electric machine according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 11A shows the current phase arrangement for two pole pairs at the time of the high pole (four poles), and
  • FIG. 11B shows the current phase for one pole pair at the time of the low poles (two poles). The arrangement is shown.
  • the control unit 3 of the inverters 21 to 28 has the current phase arrangement shown in FIGS. 11 (a) and 11 (b) when the current phase arrangement of the current flowing through the stator coil 9 is high and low, respectively. In this manner, the phase of the current flowing through the stator coil 9 is controlled.
  • the control unit 3 indicates that the number of poles during high pole driving is twice the number of poles during low pole driving, and the different current phases used for the stator slots 8 per pole pair.
  • Table 4 is a table showing the current phase order of the currents supplied to the rotating electrical machine 1 by the inverters 21 to 28 in the pole number switching type rotating electrical machine according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the control unit 3 of the inverters 21 to 28 switches and controls the current phase of the current flowing through the stator coil 9 of the rotating electrical machine 1 according to Table 4.
  • the current phase arrangement switching control of the stator coil 9 is performed so that the current phase arrangement shown in FIG. 11A is obtained when the pole is high and the current phase arrangement shown in FIG. This can be realized without using a switching mechanism.
  • FIG. 12 is a schematic diagram showing a magnetomotive force waveform in the pole number switching type rotating electric machine according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12A shows a magnetomotive force waveform in the current phase arrangement at the time of high pole shown in FIG. 11A
  • FIG. 12B shows the current phase at the time of low pole shown in FIG. 11B.
  • positioning is shown.
  • the number of turns of the stator coil 9 in the stator slot 8 is all equal, and the A phase, B phase, C phase, D phase, E phase, F phase, G phase, H phase, I phase, J phase, K phase, L phase, M phase, N phase, O phase, P phase, Q phase, R phase, S phase, T phase, U phase, V phase, W phase, X phase
  • I ⁇ cos (0 °), I ⁇ cos ( ⁇ 120 °), I ⁇ cos ( ⁇ 240 °), I ⁇ cos ( ⁇ 15 °), I ⁇ cos ( ⁇ 135 °), I ⁇ cos ( ⁇ 255 °), I ⁇ cos ( ⁇ 30 °), I ⁇ cos ( ⁇ 150 °), I ⁇ cos ( ⁇ 270 °), I ⁇ cos ( ⁇ 45 °), I ⁇ cos ( ⁇ 165 °) , I ⁇ cos ( ⁇ 285 °), I ⁇ cos ( ⁇ 60 °), I ⁇ cos ( ⁇ 120 °), I
  • the magnetomotive force waveform at the time of high pole shown in FIG. 12A is a waveform mainly including a spatial order of 2k.
  • the magnetomotive force waveform at the time of the low pole shown in FIG. 12B is a waveform mainly including the spatial order of k.
  • control unit 3 of the inverters 21 to 28 switches and controls the current phase of the current flowing through the stator coil 9 of the rotating electrical machine 1 according to Table 3, so that the high polarity (4 It can be seen that switching control between the pole) and the low pole (two poles) is realized.
  • the rotating electrical machine 1 according to the fourth embodiment shown in FIG. 11 has one stator slot corresponding to each pole.
  • the number of phases m is 3.
  • the current phase degree of freedom which is the number of current phases per one pole pair that can be controlled by the n-group inverter, is 12 during high-pole driving.
  • the current phase degree of freedom 3
  • the current phase degree of freedom can be improved.
  • the number of the stator slots 8 is n s , and the stator slot 8 is configured so that n s / (number of groups n ⁇ number of phases m) is a natural number. Since the number can be a natural number, interference between different current phases in the slot can be suppressed.
  • stator coils 9 housed in one slot.
  • this is not necessarily limited, and the spatial order of the magnetomotive force waveform at the high pole is low. It is sufficient that the coil arrangement be doubled with respect to the spatial order of the magnetomotive force waveform.
  • one type of stator coil 9 may be stored in one slot.
  • the number of stator slots is 48, and the number of stator slots corresponding to each pole at the time of high pole is 2.
  • this is not necessarily limited to this. Any distributed winding coefficient may be used as long as it is expressed by the above formula (1). For example, if the number of stator slots is 12 and the number of stator slots corresponding to each pole at the time of high pole is 1, the wiring destination inverters 21 to 24 are switched and connected for each pole pair, and two poles and four poles are connected. The number of poles may be switched.
  • the number of rotor slots and the number of secondary conductors of the rotor 10 are not limited, and are not limited to the numbers shown in FIG. Further, the rotor 10 is not limited to a cage rotor as shown in FIG. When the rotating electrical machine 1 is an induction machine, the rotor 10 does not have a magnetic pole by itself. However, in the present invention, the rotor 10 has a permanent magnet or the like inside the rotor and has a magnetic pole by itself. Is also applicable.

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Abstract

　巻線切替機構を用いることなく、高極時においても優れたトルク対電流特性を有する極数切替型回転電機および極数切替型回転電機の駆動方法を得る。固定子スロットが機械角方向に等間隔に配置された固定子と、固定子スロットに格納された固定子コイルに流れる電流が発生する起磁力により回転する回転子とを備えて構成される回転電機と、固定子コイルにｍ相電流を供給するｎ群インバータと、ｎ群インバータを制御する制御部と、を有し、高極駆動時と低極駆動時とで極数を切替える極数切替型回転電機であって、制御部は、ｎ群インバータが制御可能な１極対当りの電流位相の数である電流位相自由度が、高極駆動時に群数ｎ×相数ｍ／２、低極駆動時に群数ｎ×相数ｍ、但し群数ｎは４の倍数、相数ｍは群数ｎと互いに素である３以上の自然数、となるように固定子コイルに流れる電流の電流位相を制御する。

Description

極数切替型回転電機および極数切替型回転電機の駆動方法
　本発明は、広い回転域に渡って高トルク性、高出力性を確保するために極数を切替えて駆動する極数切替型回転電機および極数切替型回転電機の駆動方法に関するものである。
　電気自動車、ハイブリッド車等に使用される回転電機として、広い回転域に渡って高トルク性、高出力性を確保するために極数を切替えて駆動する極数切替型回転電機が知られている。
　このような従来の極数切替型回転電機として、３相コイルを２等分し、各コイルの結線部以外の端部に端子を設け、２等分したコイルを相毎に３相４極に形成したものがある（例えば、特許文献１参照）。特許文献１では、２極駆動の場合は各スロットの励磁コイルを直列に接続し、４極駆動の場合は２等分した励磁コイル内の外部コイルの接続を反転するとともに、２相の励磁コイルの電源接続を切り換えている。
　また、別の従来の極数切替型回転電機として、６個のコイルを６０°毎に配設するとともに、相互に向かい合うコイル同士を、極性が同一となるように接続して１相分の巻線として構成したものがある（例えば、特許文献２参照）。特許文献２では、このように構成した３組の三相巻線に印加する電源電圧の相順を切替えることで、回転電機の極数変換を行っている。
特開平１０－９８８５９号公報 特開平１１－１８３８２号公報
　しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
　特許文献１の極数切替型回転電機では、極数切替用の巻線切替機構が必要なので、部品点数が増加して極数切替型回転電機が高コスト化してしまう。
　また、特許文献２では、１極対当りの固定子スロットに用いられる電流位相の数である電流位相自由度が高極時には３となるため、巻線係数が減少して高極時におけるトルク対電流特性が低下してしまう。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、巻線切替機構を用いることなく、高極時においても優れたトルク対電流特性を有する極数切替型回転電機および極数切替型回転電機の駆動方法を得ることを目的とする。
　本発明に係る極数切替型回転電機は、固定子スロットが機械角方向に等間隔に配置された固定子と、固定子スロットに格納された固定子コイルに流れる電流が発生する起磁力により回転する回転子とを備えて構成される回転電機と、固定子コイルにｍ相電流を供給するｎ群インバータと、ｎ群インバータを制御する制御部と、を有し、固定子スロット当りの起磁力のそれぞれは等間隔に配置され、高極駆動時と低極駆動時とで極数を切替える極数切替型回転電機であって、制御部は、ｎ群インバータが制御可能な１極対当りの電流位相の数である電流位相自由度が、高極駆動時に群数ｎ×相数ｍ／２、低極駆動時に群数ｎ×相数ｍ、但し群数ｎは４の倍数、相数ｍは群数ｎと互いに素である３以上の自然数、となるように固定子コイルに流れる電流の電流位相を制御するものである。
　また、本発明に係る極数切替型回転電機の駆動方法は、固定子スロットが機械角方向に等間隔に配置された固定子と、固定子スロットに格納された固定子コイルに流れる電流が発生する起磁力により回転する回転子とを備えて構成される回転電機と、固定子コイルにｍ相電流を供給するｎ群インバータと、ｎ群インバータを制御する制御部と、を有し、固定子スロット当りの起磁力のそれぞれは等間隔に配置され、高極駆動時と低極駆動時とで極数を切替える極数切替型回転電機の駆動方法であって、制御部は、ｎ群インバータによりｍ相電流を固定子コイルに供給する電流供給ステップを有し、電流供給ステップは、低極駆動時において、ｎ群インバータが制御可能な１極対当りの電流位相の数である電流位相自由度が、群数ｎ×相数ｍ、但し群数ｎは４の倍数、相数ｍは群数ｎと互いに素である３以上の自然数、となるように固定子コイルに流れる電流の電流位相を制御し、高極駆動時において、電流位相自由度が、群数ｎ×相数ｍ／２となるように固定子コイルに流す電流の電流位相を切替えるものである。
　本発明では、ｎ群インバータが制御可能な１極対当りの電流位相の数である電流位相自由度が、高極時に群数ｎ×相数ｍ／２、低極時に群数ｎ×相数ｍ、但し群数ｎは４の倍数、相数ｍは群数ｎと互いに素である３以上の自然数、となるように固定子コイルに流れる電流位相を切替え制御している。この結果、巻線切替機構を用いることなく、高極時においても優れたトルク対電流特性を有する極数切替型回転電機および極数切替型回転電機の駆動方法を得ることができる。
本発明の実施の形態１に係る回転電機の断面図である。 本発明の実施の形態１に係る極数切替型回転電機における回転電機とインバータとの接続を示す概要図である。 本発明の実施の形態１に係る極数切替型回転電機における固定子コイルの電流位相配置を示す模式図である。 本発明の実施の形態１に係る極数切替型回転電機における起磁力波形を示す模式図である。 本発明の実施の形態２に係る極数切替型回転電機における回転電機とインバータとの接続を示す概要図である。 本発明の実施の形態２に係る極数切替型回転電機における固定子コイルの電流位相配置を示す模式図である。 本発明の実施の形態２に係る極数切替型回転電機における起磁力波形を示す模式図である。 本発明の実施の形態３に係る極数切替型回転電機における固定子コイルの電流位相配置を示す模式図である。 本発明の実施の形態３に係る極数切替型回転電機における起磁力波形を示す模式図である。 本発明の実施の形態４に係る極数切替型回転電機における回転電機とインバータとの接続を示す概要図である。 本発明の実施の形態４に係る極数切替型回転電機における固定子コイルの電流位相配置を示す模式図である。 本発明の実施の形態４に係る極数切替型回転電機における起磁力波形を示す模式図である。
　以下、この発明における極数切替型回転電機および極数切替型回転電機の駆動方法の好適な実施の形態について図面を用いて説明する。なお、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。
　実施の形態１．
　まず、本実施の形態１における極数切替型回転電機の構成について説明する。図１は、本発明の実施の形態１に係る回転電機１の断面図である。回転電機１は、固定子６および回転子１０を備えて構成される。なお、図１には、回転電機１が誘導機である例を示しているが、回転電機１は誘導機に限定されるものではない。例えば、永久磁石型同期回転機または界磁巻線型同期回転機であってもよい。
　図１に示す回転電機１の固定子６は円筒形をしており、固定子６の内周には、スロット番号＃１～＃４８で識別される４８の固定子スロット８が機械角方向に等間隔に配置されている。また、固定子スロット８には固定子コイル９が格納されている。隣り合う固定子スロット８間には、固定子ティース７が形成されている。
　図１に示す回転電機１の回転子１０は円柱形をしており、回転子鉄心１１を備えて構成される。回転子１０は、固定子６の内側において、シャフト穴１４を通るシャフトを回転軸として、固定子コイル９に流れる電流が発生する起磁力により回転する。回転子１０の外周には、回転子スロット１２が機械角方向に等間隔に配置されるとともに、回転子スロット１２には二次導体１３が格納される。固定子６と回転子１０の間には回転空隙１５が存在する。
　回転電機１は、図示しないｎ群で構成されるｍ相インバータにより駆動される。
　図２は、本発明の実施の形態１に係る極数切替型回転電機における回転電機１とインバータ２１～２４との接続を示す概要図である。本実施の形態１の極数切替型回転電機は、回転電機１、インバータ２１～２４、およびインバータ２１～２４の制御部３を備えて構成される。４つの群からなる３相インバータ２１～２４は、回転電機１の対応する固定子コイル９に対して電流を供給する。また、インバータ２１～２４は制御部３により制御される。
　本実施の形態１の回転電機１の固定子コイル９は、図２に示すように４群×３相＝１２の引出口を有しており、４群３相のインバータ２１～２４から、それぞれ対応する群および相（以下、「電流位相」とよぶ）の電流が供給される。
　すなわち、固定子コイル９の第１群（ａ１，ｂ１，ｃ１）はインバータ２１に接続され、第２群（ａ２，ｂ２，ｃ２）はインバータ２２に接続され、第３群（ａ３，ｂ３，ｃ３）はインバータ２３に接続され、第４群（ａ４，ｂ４，ｃ４）はインバータ２４に接続されている。ここで、ａ１、ｂ１、ｃ１、ａ２、ｂ２、ｃ２、ａ３、ｂ３、ｃ３、ａ４、ｂ４、ｃ４は、インバータからモータへの出力線の種類を表す出力線符号である。
　また、第１群（ａ１，ｂ１，ｃ１）の隣り合う電流位相は互いに３６０°／３＝１２０°の位相差を有している。第２群（ａ２，ｂ２，ｃ２）、第３群（ａ３，ｂ３，ｃ３）、第４群（ａ４，ｂ４，ｃ４）についても同様である。
　制御部３は、ハードウェアとして、プログラムが保存された記憶装置４と、記憶装置４に記憶されたプログラムを実行するプロセッサ５とを備えている。制御部３は、例えば、システムＬＳＩ等の処理回路として実現される。
　記憶装置４は、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリまたはハードディスク等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。
　プロセッサ５は、記憶装置４に保存されたプログラムを実行する。記憶装置４が揮発性記憶装置と補助記憶装置とを具備するため、プロセッサ５は、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプログラムを入力する。
　なお、プロセッサ５は、演算結果等のデータを記憶装置４の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。
　また、制御部３は、複数のプロセッサ５および複数の記憶装置４が連携して上記機能を実行してもよいし、複数の処理回路が連携して上記機能を実行してもよい。また、複数のプロセッサ５および複数の記憶装置４と、複数の処理回路との組み合わせにより連携して上記機能を実行してもよい。
　図３は、本発明の実施の形態１に係る極数切替型回転電機における固定子コイル９の電流位相配置を示す模式図である。図３（ａ）は、高極（８極）時における２極対分の電流位相配置を示しており、図３（ｂ）は、低極（４極）時における１極対分の電流位相配置を示している。
　固定子６には、固定子スロット数＝４８の固定子スロット８が機械角方向に等間隔に配置され、固定子スロット８には固定子コイル９が格納されている。また、隣り合う固定子スロット８間には、固定子ティース７が形成されている。なお、図３には、固定子スロット８の＃２５～＃４８のうち、＃１～＃２４の電流位相配置のみを示している。
　固定子スロット８は、実際には、固定子６の外径側と内径側に分割されて、固定子６の外径側と内径側とには互いに異なる電流位相を持つ固定子コイル９が格納されることが多いが、図３には外径側の固定子コイル９の電流位相のみを示している。
　インバータ２１～２４の制御部３は、固定子コイル９に流れる電流の電流位相配置が、高極時、低極時に、それぞれ図３（ａ）、図３（ｂ）に示す電流位相配置となるように、固定子コイル９に流す電流位相を制御する。なお、図３において下線が記された電流位相は、下線が記されていない電流位相に対して固定子コイル９の巻線方向が反転していることを意味している。
　具体的には、制御部３は、図３では、高極駆動時の極数が、低極駆動時の極数の２倍となり、１極対当りの固定子スロット８に用いられる異なる電流位相の数が、高極駆動時と低極駆動時とで等しく、群数ｎ×相数ｍ／２＝６となるように、固定子コイル９に流れる電流の電流位相を制御している。
　なお、図３には、高極時において極ピッチおよびコイルピッチがともに６スロットピッチの全節巻きとなるように格納された固定子６を示しているが、本実施の形態１の固定子６は必ずしもこのような構成に限定されるものではない。本実施の形態１では、１極対当りの固定子スロットに用いられる電流位相の数である電流位相自由度が、高極時において群数ｎ×相数ｍ／２＝６となっており、低極時において群数ｎ×相数ｍ＝１２となってさえいればよい。
　この結果として、図３では、２つの固定子スロット８毎に１電流位相分の固定子コイル９が格納されていることから、高極時には１２の固定子スロット８により１極対が形成され、低極時には、２４の固定子スロット８により１極対が形成される。
　次に、本実施の形態１における極数切替型回転電機の動作について説明する。表１は、本発明の実施の形態１に係る極数切替型回転電機において、インバータ２１～２４が回転電機１に供給する電流の電流位相順を示す表である。インバータ２１～２４の制御部３は、表１に従って、回転電機１の固定子コイル９に流す電流の電流位相を切替え制御する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　これにより、高極時には図３（ａ）に示す電流位相配置となり、低極時には図３（ｂ）に示す電流位相配置となるような固定子コイル９の電流位相配置の切替え制御を、巻線切替機構を用いることなく実現することができる。
　図４は、本発明の実施の形態１に係る極数切替型回転電機における起磁力波形を示す模式図である。図４（ａ）は、図３（ａ）に示す高極時の電流位相配置における起磁力波形を示しており、図４（ｂ）は、図３（ｂ）に示す低極時の電流位相配置における起磁力波形を示している。
　図４の横軸は、上部に示す固定子スロット８のスロット番号を示している。また、図４の縦軸は、固定子スロット８の各スロット番号に相当する位置における起磁力を、その最大値が１となるように規格化した起磁力を示している。本発明では、固定子スロット８当りの起磁力のそれぞれは等間隔に配置される。
　なお、図４に示す起磁力波形は、固定子スロット８内の固定子コイル９のコイル巻き数が全て等しく、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ、Ｉ、－Ｉ／２、－Ｉ／２の電流が流れている状態のものである。すなわち、固定子コイル９が発生する固定子スロット８当りの起磁力の絶対値がいずれも等しくなっている。
　スロット半周期分（＃１－＃２４）の空間次数をｋ（ｋは自然数）とした場合、図４（ａ）に示す高極時における起磁力波形は、主に２ｋの空間次数を含む波形となっているのに対し、図４（ｂ）に示す低極時における起磁力波形は、主にｋの空間次数を含む波形となっていることが分かる。
　すなわち、インバータ２１～２４の制御部３が、表１に従って、回転電機１の固定子コイル９に流す電流の電流位相を切替え制御することにより、固定子コイル９の電流位相配置の高極（８極）と低極（４極）との切替え制御が実現されることが分かる。
　なお、固定子コイル９が発生する固定子スロット８当りの起磁力の絶対値は、必ずしも全て等しくなっている必要はない。高極時における２ｋの空間次数を含む波形に対し、低極時における起磁力波形が、主にｋの空間次数を含む波形となってさえいればよい。
　次に、本実施の形態１における極数切替型回転電機の効果について説明する。図３に示す本実施の形態１の回転電機１は、毎極毎相当りの固定子スロット数が２である。すなわち、連続した２スロット毎に１電流位相分の固定子コイル９が格納されている。また、相数ｍは３である。
　これにより、本実施の形態１では、ｎ群インバータが制御可能な１極対当たりの電流位相の数である電流位相自由度が高極駆動時に６となるため、従来の極数切替型回転電機（例えば、特許文献２では電流位相自由度＝３）と比較して、電流位相自由度を向上させることができる。この結果、互いに隣り合う異なる電流位相間の位相差を３６０°／６＝６０°とすることができるので、回転電機１の巻線係数を向上させることができる。
　具体的な巻線係数は、分布巻係数と短節巻係数の積にて算出されるが、本実施の形態１では短節巻係数＝１であるため、分布巻係数は巻線係数と同値となる。ここで、分布巻係数ｋwdは、毎極毎相当りの固定子スロット数ｑを用いて、下式（１）で表わされる。
　　ｋwd　＝　ｓｉｎ（π／６）／（ｑ×ｓｉｎ（π／６ｑ））　 　（１）
　図３に示す極数切替型回転電機では、毎極毎相当りの固定子スロット数として２を想定しているので、分布巻係数ｋwdとして０．９６６という高い値を得ることができる。更に、固定子スロット数＝２４とすることで、ｑ＝１とすることも可能であり、この場合には、分布巻係数ｋwdは、最大値の１となる。一方で、特許文献２では、前述のように、高極時には電流位相自由度が３となるので、本実施の形態１と同様の条件で巻線係数を算出すると巻線係数は、２極３スロット系列の巻線係数と同じ０．８６６と低い値となってしまう。
　このように、本実施の形態１では、高極時における電流位相自由度および巻線係数を向上させることができるので、高極時においても優れたトルク対電流特性を得ることができる。
　また、インバータ２１～２４の制御部３が、表１に従って、回転電機１の固定子コイル９に流す電流位相を切替え制御するだけで、巻線切替機構を追加することなく、極数切替型回転電機を実現できるので、部品点数およびコストの増加を抑制することができる。
　特に、モータによってエンジンの駆動力をアシストすることで車両を推進させるハイブリッド車等においては、車両の推進力が一定である場合には、モータによるアシスト量の多い方が、より少ないエンジン駆動力で済むため燃費性能を向上できる。
　例えば、車両が、停止状態または低速走行状態から一定の推進力で加速する際には、エンジン回転数が低い低速走行時だけでなく、加速後のエンジン回転数が高い高速走行時においても、電流位相を高極に切替えることにより優れたトルク対電流特性を得ることができるので、燃費性能を向上できる。
　以上のように、実施の形態１によれば、インバータ２１～２４が制御可能な１極対当たりの電流位相の数である電流位相自由度が、高極時に群数ｎ×相数ｍ／２＝６、低極時に群数ｎ×相数ｍ＝１２、となるように固定子コイルに流す電流位相を切替え制御している。この結果、巻線切替機構を用いることなく、高極時においても優れたトルク対電流特性を有する極数切替型回転電機および極数切替型回転電機の駆動方法を得ることができる。
　実施の形態２．
　図５は、本発明の実施の形態２に係る極数切替型回転電機における回転電機１とインバータ２１～２４との接続を示す概要図である。本実施の形態２の極数切替型回転電機は、図２に示す先の実施の形態１の極数切替型回転電機と比較して、インバータ２１～２４が、３相電流の替わりに５相電流を供給する点が主に異なっている。制御部３の構成は、先の実施の形態１と同じである。
　まず、本実施の形態２における極数切替型回転電機の構成について説明する。本実施の形態２の回転電機１の固定子コイル９は、図５に示すように４群×５相＝２０の引出口を有しており、４群５相のインバータ２１～２４から、それぞれ対応する電流位相を有する電流が供給される。
　すなわち、固定子コイル９の第１群（ａ１，ｂ１，ｃ１，ｄ１，ｅ１）はインバータ２１に接続され、第２群（ａ２，ｂ２，ｃ２，ｄ２，ｅ２）はインバータ２２に接続され、第３群（ａ３，ｂ３，ｃ３，ｄ３，ｅ３）はインバータ２３に接続され、第４群（ａ４，ｂ４，ｃ４，ｄ４，ｅ４）はインバータ２４に接続されている。ここで、実施の形態１と同様に、ｄ１、ｅ１、ｄ２、ｅ２、ｄ３、ｅ３、ｄ４、ｅ４は、インバータからモータへの出力線の種類を表す出力線符号である。
　また、第１群（ａ１，ｂ１，ｃ１，ｄ１，ｅ１）の隣り合う電流位相は互いに３６０°／５＝７２°の位相差を有している。第２群（ａ２，ｂ２，ｃ２，ｄ２，ｅ２）、第３群（ａ３，ｂ３，ｃ３，ｄ３，ｅ３）、第４群（ａ４，ｂ４，ｃ４，ｄ４，ｅ４）についても同様である。
　図６は、本発明の実施の形態２に係る極数切替型回転電機における固定子コイル９の電流位相配置を示す模式図である。図６（ａ）は、高極（４極）時における２極対分の電流位相配置を示しており、図６（ｂ）は、低極（２極）時における１極対分の電流位相配置を示している。
　固定子６には、固定子スロット数＝２０の固定子スロット８が機械角方向に等間隔に配置され、固定子スロット８には固定子コイル９が格納されている。
　インバータ２１～２４の制御部３は、固定子コイル９に流れる電流の電流位相配置が、高極時、低極時に、それぞれ図６（ａ）、図６（ｂ）に示す電流位相配置となるように、固定子コイル９に流す電流位相を制御する。
　具体的には、制御部３は、図６では、高極駆動時の極数が、低極駆動時の極数の２倍となり、１極対当りの固定子スロット８に用いられる異なる電流位相の数が、高極駆動時と低極駆動時とで等しく、群数ｎ×相数ｍ／２＝１０となるように、固定子コイル９に流れる電流の電流位相を制御している。
　なお、図６には、高極時において極ピッチおよびコイルピッチがともに５スロットピッチの全節巻きとなるように格納された固定子６を示しているが、本実施の形態２の固定子６は必ずしもこのような構成に限定されるものではない。本実施の形態２では、電流位相自由度が、高極時において群数ｎ×相数ｍ／２＝１０となっており、低極時において群数ｎ×相数ｍ＝２０となってさえいればよい。
　次に、本実施の形態２における極数切替型回転電機の動作について説明する。表２は、本発明の実施の形態２に係る極数切替型回転電機において、インバータ２１～２４が回転電機１に供給する電流の電流位相順を示す表である。インバータ２１～２４の制御部３は、表２に従って、回転電機１の固定子コイル９に流す電流の電流位相を切替え制御する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　これにより、高極時には図６（ａ）に示す電流位相配置となり、低極時には図６（ｂ）に示す電流位相配置となるような固定子コイル９の電流位相配置の切替え制御を、巻線切替機構を用いることなく実現することができる。
　図７は、本発明の実施の形態２に係る極数切替型回転電機における起磁力波形を示す模式図である。図７（ａ）は、図６（ａ）に示す高極時の電流位相配置における起磁力波形を示しており、図７（ｂ）は、図６（ｂ）に示す低極時の電流位相配置における起磁力波形を示している。
　なお、図７に示す起磁力波形は、固定子スロット８内の固定子コイル９のコイル巻き数が全て等しく、Ａ相，Ｂ相，Ｃ相，Ｄ相，Ｅ相にそれぞれ、Ｉ×ｃｏｓ（０°），Ｉ×ｃｏｓ（７２°），Ｉ×ｃｏｓ（１４４°），Ｉ×ｃｏｓ（２１６°），Ｉ×ｃｏｓ（２８８°）の電流が流れている状態のものである。すなわち、固定子コイル９が発生する固定子スロット８当りの起磁力の絶対値がいずれも等しくなっている。
　スロット１周期分（＃１－＃２０）の空間次数をｋ（ｋは自然数）とした場合、図７（ａ）に示す高極時における起磁力波形は、主に２ｋの空間次数を含む波形となっているのに対し、図７（ｂ）に示す低極時における起磁力波形は、主にｋの空間次数を含む波形となっていることが分かる。
　すなわち、インバータ２１～２４の制御部３が、表２に従って、回転電機１の固定子コイル９に流す電流の電流位相を切替え制御することにより、固定子コイル９の電流位相配置の高極（４極）と低極（２極）との切替え制御が実現されることが分かる。
　次に、本実施の形態２における極数切替型回転電機の効果について説明する。図６に示す本実施の形態２の回転電機１は、毎極毎相当りの固定子スロット数が１である。また、相数ｍは５である。
　これにより、本実施の形態２では、ｎ群インバータが制御可能な１極対当たりの電流位相の数である電流位相自由度が高極駆動時に１０となるため、従来の極数切替型回転電機（例えば、特許文献２では電流位相自由度＝５）と比較して、電流位相自由度を向上させることができる。この結果、互いに隣り合う異なる電流位相間の位相差を３６０°／１０＝３６°とすることができるので、回転電機１の巻線係数を向上させることができる。
　図６に示す極数切替型回転電機では、毎極毎相当りの固定子スロット数として１を想定しているので、分布巻係数ｋwdとしての最大値１を得ることができる。一方で、特許文献２では、高極時には電流位相自由度が５となるので、本実施の形態２と同様の条件で巻線係数を算出すると巻線係数は、０．５８８と低い値となってしまう。
　以上のように、実施の形態２によれば、インバータ２１～２４が制御可能な１極対当たりの電流位相の数である電流位相自由度が、高極時に群数ｎ×相数ｍ／２＝１０、低極時に群数ｎ×相数ｍ＝２０、となるように固定子コイルに流す電流位相を切替え制御している。この結果、巻線切替機構を用いることなく、高極時においても優れたトルク対電流特性を有する極数切替型回転電機および極数切替型回転電機の駆動方法を得ることができる。
　実施の形態３．
　本実施の形態３の回転電機１の固定子コイル９は、図２に示すように４群×３相＝１２の引出口を有しており、４群３相のインバータ２１～２４から、それぞれ対応する群および相の電流が供給される。
　まず、本実施の形態３における極数切替型回転電機の構成について説明する。本実施の形態３の回転電機１の固定子コイル９は、図２に示すように４群×３相＝１２の引出口を有しており、４群３相のインバータ２１～２４から、それぞれ対応する電流位相を有する電流が供給される。
　すなわち、固定子コイル９の第１群（ａ１，ｂ１，ｃ１）はインバータ２１に接続され、第２群（ａ２，ｂ２，ｃ２）はインバータ２２に接続され、第３群（ａ３，ｂ３，ｃ３）はインバータ２３に接続され、第４群（ａ４，ｂ４，ｃ４）はインバータ２４に接続されている。
　また、第１群（ａ１，ｂ１，ｃ１）の隣り合う電流位相は互いに３６０°／３＝１２０°の位相差を有している。第２群（ａ２，ｂ２，ｃ２）、第３群（ａ３，ｂ３，ｃ３）、第４群（ａ４，ｂ４，ｃ４）についても同様である。
　図８は、本発明の実施の形態３に係る極数切替型回転電機における固定子コイル９の電流位相配置を示す模式図である。図８（ａ）は、高極（４極）時における２極対分の電流位相配置を示しており、図８（ｂ）は、低極（２極）時における１極対分の電流位相配置を示している。
　固定子６には、固定子スロット数＝１２の固定子スロット８が機械角方向に等間隔に配置され、固定子スロット８には固定子コイル９が格納されている。
　インバータ２１～２４の制御部３は、固定子コイル９に流れる電流の電流位相配置が、高極時、低極時に、それぞれ図８（ａ）、図８（ｂ）に示す電流位相配置となるように、固定子コイル９に流す電流位相を制御する。
　具体的には、制御部３は、図８では、高極駆動時の極数が、低極駆動時の極数の２倍となり、１極対当りの固定子スロット８に用いられる異なる電流位相の数が、高極駆動時に群数ｎ×相数ｍ／２＝６となり、低極駆動時に群数ｎ×相数ｍ＝１２となるように、固定子コイル９に流れる電流の電流位相を制御している。
　次に、本実施の形態３における極数切替型回転電機の動作について説明する。表３は、本発明の実施の形態３に係る極数切替型回転電機において、インバータ２１～２４が回転電機１に供給する電流の電流位相順を示す表である。インバータ２１～２４の制御部３は、表３に従って、回転電機１の固定子コイル９に流す電流の電流位相を切替え制御する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　これにより、高極時には図８（ａ）に示す電流位相配置となり、低極時には図８（ｂ）に示す電流位相配置となるような固定子コイル９の電流位相配置の切替え制御を、巻線切替機構を用いることなく実現することができる。
　図９は、本発明の実施の形態３に係る極数切替型回転電機における起磁力波形を示す模式図である。図９（ａ）は、図８（ａ）に示す高極時の電流位相配置における起磁力波形を示しており、図９（ｂ）は、図８（ｂ）に示す低極時の電流位相配置における起磁力波形を示している。
　なお、図９に示す起磁力波形は、固定子スロット８内の固定子コイル９のコイル巻き数が全て等しく、Ａ相，Ｂ相，Ｃ相，Ｄ相，Ｅ相，Ｆ相，Ｇ相，Ｈ相，Ｉ相，Ｊ相，Ｋ相，Ｌ相にそれぞれ、Ｉ×ｃｏｓ（０°），Ｉ×ｃｏｓ（－１２０°），Ｉ×ｃｏｓ（－２４０°），Ｉ×ｃｏｓ（－３０°），Ｉ×ｃｏｓ（－１５０°），Ｉ×ｃｏｓ（－２７０°），Ｉ×ｃｏｓ（－６０°），Ｉ×ｃｏｓ（－１８０°），Ｉ×ｃｏｓ（－３００°），Ｉ×ｃｏｓ（－９０°），Ｉ×ｃｏｓ（－２１０°），Ｉ×ｃｏｓ（－３３０°）の電流が流れている状態のものである。すなわち、固定子コイル９が発生する固定子スロット８当りの起磁力の絶対値がいずれも等しくなっている。
　スロット１周期分（＃１－＃１２）の空間次数をｋ（ｋは自然数）とした場合、図９（ａ）に示す高極時における起磁力波形は、主に２ｋの空間次数を含む波形となっているのに対し、図９（ｂ）に示す低極時における起磁力波形は、主にｋの空間次数を含む波形となっていることが分かる。
　すなわち、インバータ２１～２４の制御部３が、表３に従って、回転電機１の固定子コイル９に流す電流の電流位相を切替え制御することにより、固定子コイル９の電流位相配置の高極（４極）と低極（２極）との切替え制御が実現されることが分かる。
　次に、本実施の形態３における極数切替型回転電機の効果について説明する。図８に示す本実施の形態３の回転電機１は、毎極毎相当りの固定子スロット数が１である。また、相数ｍは３である。
　これにより、本実施の形態３では、ｎ群インバータが制御可能な１極対当たりの電流位相の数である電流位相自由度が高極駆動時に６となるため、従来の極数切替型回転電機（例えば、特許文献２では電流位相自由度＝３）と比較して、電流位相自由度を向上させることができる。この結果、互いに隣り合う異なる電流位相間の位相差を３６０°／６＝６０°とすることができるので、回転電機１の巻線係数を向上させることができる。
　図８に示す極数切替型回転電機では、毎極毎相当りの固定子スロット数として１を想定しているので、分布巻係数ｋwdとしての最大値１を得ることができる。一方で、特許文献２では、高極時には電流位相自由度が３となるので、本実施の形態３と同様の条件で巻線係数を算出すると巻線係数は、０．８６６と低い値となってしまう。
　以上のように、実施の形態３によれば、インバータ２１～２４が制御可能な１極対当たりの電流位相の数である電流位相自由度が、高極時に群数ｎ×相数ｍ／２＝６、低極時に群数ｎ×相数ｍ＝１２、となるように固定子コイルに流す電流位相を切替え制御している。この結果、巻線切替機構を用いることなく、高極時においても優れたトルク対電流特性を有する極数切替型回転電機および極数切替型回転電機の駆動方法を得ることができる。
　実施の形態４．
　本実施の形態４の回転電機１の固定子コイル９は、図１０に示すように８群×３相＝２４の引出口を有しており、８群３相のインバータ２１～２８から、それぞれ対応する群および相の電流が供給される。
　まず、本実施の形態４における極数切替型回転電機の構成について説明する。本実施の形態４の回転電機１の固定子コイル９は、図１０に示すように８群×３相＝２４の引出口を有しており、８群３相のインバータ２１～２８から、それぞれ対応する電流位相を有する電流が供給される。
　すなわち、固定子コイル９の第１群（ａ１，ｂ１，ｃ１）はインバータ２１に接続され、第２群（ａ２，ｂ２，ｃ２）はインバータ２２に接続され、第３群（ａ３，ｂ３，ｃ３）はインバータ２３に接続され、第４群（ａ４，ｂ４，ｃ４）はインバータ２４に接続され、第５群（ａ５，ｂ５，ｃ５）はインバータ２５に接続され、第６群（ａ６，ｂ６，ｃ６）はインバータ２６に接続され、第７群（ａ７，ｂ７，ｃ７）はインバータ２７に接続され、第８群（ａ８，ｂ８，ｃ８）はインバータ２８に接続されている。
　また、第１群（ａ１，ｂ１，ｃ１）の隣り合う電流位相は互いに３６０°／３＝１２０°の位相差を有している。第２群（ａ２，ｂ２，ｃ２）、第３群（ａ３，ｂ３，ｃ３）、第４群（ａ４，ｂ４，ｃ４）、第５群（ａ５，ｂ５，ｃ５）、第６群（ａ６，ｂ６，ｃ６）、第７群（ａ７，ｂ７，ｃ７）、第８群（ａ８，ｂ８，ｃ８）についても同様である。
　図１１は、本発明の実施の形態４に係る極数切替型回転電機における固定子コイル９の電流位相配置を示す模式図である。図１１（ａ）は、高極（４極）時における２極対分の電流位相配置を示しており、図１１（ｂ）は、低極（２極）時における１極対分の電流位相配置を示している。
　固定子６には、固定子スロット数＝２４の固定子スロット８が機械角方向に等間隔に配置され、固定子スロット８には固定子コイル９が格納されている。
　インバータ２１～２８の制御部３は、固定子コイル９に流れる電流の電流位相配置が、高極時、低極時に、それぞれ図１１（ａ）、図１１（ｂ）に示す電流位相配置となるように、固定子コイル９に流す電流位相を制御する。
　具体的には、制御部３は、図１１では、高極駆動時の極数が、低極駆動時の極数の２倍となり、１極対当りの固定子スロット８に用いられる異なる電流位相の数が、高極駆動時に群数ｎ×相数ｍ／２＝１２、低極駆動時に群数ｎ×相数ｍ＝２４となるように、固定子コイル９に流れる電流の電流位相を制御している。
　次に、本実施の形態４における極数切替型回転電機の動作について説明する。表４は、本発明の実施の形態４に係る極数切替型回転電機において、インバータ２１～２８が回転電機１に供給する電流の電流位相順を示す表である。インバータ２１～２８の制御部３は、表４に従って、回転電機１の固定子コイル９に流す電流の電流位相を切替え制御する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　これにより、高極時には図１１（ａ）に示す電流位相配置となり、低極時には図１１（ｂ）に示す電流位相配置となるような固定子コイル９の電流位相配置の切替え制御を、巻線切替機構を用いることなく実現することができる。
　図１２は、本発明の実施の形態４に係る極数切替型回転電機における起磁力波形を示す模式図である。図１２（ａ）は、図１１（ａ）に示す高極時の電流位相配置における起磁力波形を示しており、図１２（ｂ）は、図１１（ｂ）に示す低極時の電流位相配置における起磁力波形を示している。
　なお、図１２に示す起磁力波形は、固定子スロット８内の固定子コイル９のコイル巻き数が全て等しく、Ａ相，Ｂ相，Ｃ相，Ｄ相，Ｅ相，Ｆ相，Ｇ相，Ｈ相，Ｉ相，Ｊ相，Ｋ相，Ｌ相，Ｍ相，Ｎ相，Ｏ相，Ｐ相，Ｑ相，Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相，Ｘ相にそれぞれ、Ｉ×ｃｏｓ（０°），Ｉ×ｃｏｓ（－１２０°），Ｉ×ｃｏｓ（－２４０°），Ｉ×ｃｏｓ（－１５°），Ｉ×ｃｏｓ（－１３５°），Ｉ×ｃｏｓ（－２５５°），Ｉ×ｃｏｓ（－３０°），Ｉ×ｃｏｓ（－１５０°），Ｉ×ｃｏｓ（－２７０°），Ｉ×ｃｏｓ（－４５°），Ｉ×ｃｏｓ（－１６５°），Ｉ×ｃｏｓ（－２８５°），Ｉ×ｃｏｓ（－６０°），Ｉ×ｃｏｓ（－１８０°），Ｉ×ｃｏｓ（－３００°），Ｉ×ｃｏｓ（－７５°），Ｉ×ｃｏｓ（－１９５°），Ｉ×ｃｏｓ（－３１５°），Ｉ×ｃｏｓ（－９０°），Ｉ×ｃｏｓ（－２１０°），Ｉ×ｃｏｓ（－３３０°），Ｉ×ｃｏｓ（－１０５°），Ｉ×ｃｏｓ（－２２５°），Ｉ×ｃｏｓ（－３４５°）の電流が流れている状態のものである。すなわち、固定子コイル９が発生する固定子スロット８当りの起磁力の絶対値がいずれも等しくなっている。
　スロット１周期分（＃１－＃２４）の空間次数をｋ（ｋは自然数）とした場合、図１２（ａ）に示す高極時における起磁力波形は、主に２ｋの空間次数を含む波形となっているのに対し、図１２（ｂ）に示す低極時における起磁力波形は、主にｋの空間次数を含む波形となっていることが分かる。
　すなわち、インバータ２１～２８の制御部３が、表３に従って、回転電機１の固定子コイル９に流す電流の電流位相を切替え制御することにより、固定子コイル９の電流位相配置の高極（４極）と低極（２極）との切替え制御が実現されることが分かる。
　次に、本実施の形態４における極数切替型回転電機の効果について説明する。図１１に示す本実施の形態４の回転電機１は、毎極毎相当りの固定子スロット数が１である。また、相数ｍは３である。
　これにより、本実施の形態４では、ｎ群インバータが制御可能な１極対当たりの電流位相の数である電流位相自由度が高極駆動時に１２となるため、従来の極数切替型回転電機（例えば、特許文献２では電流位相自由度＝３）と比較して、電流位相自由度を向上させることができる。この結果、互いに隣り合う異なる電流位相間の位相差を３６０°／１２＝３０°とすることができるので、回転電機１の巻線係数を向上させることができる。
　図１１に示す極数切替型回転電機では、毎極毎相当りの固定子スロット数として１を想定しているので、分布巻係数ｋwdとしての最大値１を得ることができる。一方で、特許文献２では、高極時には電流位相自由度が３となるので、本実施の形態４と同様の条件で巻線係数を算出すると巻線係数は、０．８６６と低い値となってしまう。
　以上のように、実施の形態４によれば、インバータ２１～２８が制御可能な１極対当たりの電流位相の数である電流位相自由度が、高極時に群数ｎ×相数ｍ／２＝１２、低極時に群数ｎ×相数ｍ＝２４、となるように固定子コイルに流す電流位相を切替え制御している。この結果、巻線切替機構を用いることなく、高極時においても優れたトルク対電流特性を有する極数切替型回転電機および極数切替型回転電機の駆動方法を得ることができる。
　また、固定子スロット８の数をｎsとして、ｎs／（群数ｎ×相数ｍ）が自然数となるように固定子スロット８を構成することにより、毎極毎相当りの固定子スロット数を自然数とすることができるので、スロット内における異なる電流位相間の干渉を抑制することができる。
　また、図３および図６では、１スロット内に格納される固定子コイル９が２種類であるとしたが、必ずしもこの限りではなく、高極時の起磁力波形の空間次数が、低極時の起磁力波形の空間次数に対して２倍となるようなコイル配置となっていればよい。例えば、１スロット内に格納される固定子コイル９が１種類であってもよい。
　また、先の実施の形態１では、固定子スロット数が４８で、高極時の毎極毎相当りの固定子スロット数が２であるとしたが、必ずしもこの限りではなく、高極時の分布巻係数が上式（１）で表現されるものであればよい。例えば、固定子スロット数が１２で、高極時の毎極毎相当りの固定子スロット数を１とし、各極対毎に配線先のインバータ２１～２４を切替えて結線し、２極および４極の極数切替を実現してもよい。
　また、回転子１０の回転子スロット数および２次導体の数に制限はなく、図１に示すような数に制限されるものではない。また、回転子１０は、図１に示すようなかご型回転子に制限されるものではない。回転電機１が誘導機の場合は、回転子１０がそれ自体で磁極を持つことはないが、本発明においては、回転子内部に永久磁石等を持ち、それ自体で磁極を持つものに対しても適用可能である。

Claims (9)

  1. 　固定子スロットが機械角方向に等間隔に配置された固定子と、前記固定子スロットに格納された固定子コイルに流れる電流が発生する起磁力により回転する回転子とを備えて構成される回転電機と、
    　前記固定子コイルにｍ相電流を供給するｎ群インバータと、
    　前記ｎ群インバータを制御する制御部と、
    　を有し、前記固定子スロット当りの前記起磁力のそれぞれは等間隔に配置され、高極駆動時と低極駆動時とで極数を切替える極数切替型回転電機であって、
    　前記制御部は、
    　　前記ｎ群インバータが制御可能な１極対当りの電流位相の数である電流位相自由度が、前記高極駆動時に群数ｎ×相数ｍ／２、前記低極駆動時に群数ｎ×相数ｍ、但し群数ｎは４の倍数、相数ｍは群数ｎと互いに素である３以上の自然数、となるように前記固定子コイルに流れる電流の電流位相を制御する
    　極数切替型回転電機。
  2. 　前記制御部は、
    　　前記高極駆動時の極数が、前記低極駆動時の極数の２倍となり、
    　　１極対当りの前記固定子スロットに用いられる異なる電流位相の数が、前記高極駆動時に群数ｎ×相数ｍ／２となり、前記低極駆動時に群数ｎ×相数ｍとなるように前記固定子コイルに流れる電流の電流位相を制御する
    　請求項１に記載の極数切替型回転電機。
  3. 　前記制御部は、
    　　前記高極駆動時の極数が、前記低極駆動時の極数の２倍となり、
    　　１極対当りの前記固定子スロットに用いられる異なる電流位相の数が、前記高極駆動時と前記低極駆動時とで等しく、群数ｎ×相数ｍ／２となるように前記固定子コイルに流れる電流の電流位相を制御する
    　請求項１に記載の極数切替型回転電機。
  4. 　前記固定子スロットの固定子スロット数をｎsとするとき、ｎs／（群数ｎ×相数ｍ）が自然数である
    　請求項１から３のいずれか１項に記載の極数切替型回転電機。
  5. 　前記群数ｎ＝４であり、前記相数ｍ＝３である
    　請求項４に記載の極数切替型回転電機。
  6. 　前記群数ｎ＝４であり、前記相数ｍ＝５である
    　請求項４に記載の極数切替型回転電機。
  7. 　前記群数ｎ＝８であり、前記相数ｍ＝３である
    　請求項４に記載の極数切替型回転電機。
  8. 　前記回転電機は、誘導機である
    　請求項１から７のいずれか１項に記載の極数切替型回転電機。
  9. 　固定子スロットが機械角方向に等間隔に配置された固定子と、前記固定子スロットに格納された固定子コイルに流れる電流が発生する起磁力により回転する回転子とを備えて構成される回転電機と、
    　前記固定子コイルにｍ相電流を供給するｎ群インバータと、
    　前記ｎ群インバータを制御する制御部と、
    　を有し、前記固定子スロット当りの前記起磁力のそれぞれは等間隔に配置され、高極駆動時と低極駆動時とで極数を切替える極数切替型回転電機の駆動方法であって、
    　前記制御部は、前記ｎ群インバータによりｍ相電流を前記固定子コイルに供給する電流供給ステップを有し、前記電流供給ステップは、
    　前記低極駆動時において、
    　　前記ｎ群インバータが制御可能な１極対当りの電流位相の数である電流位相自由度が、群数ｎ×相数ｍ、但し群数ｎは４の倍数、相数ｍは群数ｎと互いに素である３以上の自然数、となるように前記固定子コイルに流れる電流の電流位相を制御し、
    　前記高極駆動時において、前記電流位相自由度が、群数ｎ×相数ｍ／２となるように前記固定子コイルに流す電流の電流位相を切替える
    　極数切替型回転電機の駆動方法。
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