WO2008001615A1

WO2008001615A1 - Dispositif d'attaque de moteur électrique

Info

Publication number: WO2008001615A1
Application number: PCT/JP2007/061989
Authority: WO
Inventors: Mamoru Kubo; Kenji Nojima; Kazuhisa Otagaki
Original assignee: Sanyo Electric Co., Ltd.
Priority date: 2006-06-26
Filing date: 2007-06-14
Publication date: 2008-01-03
Also published as: JP2008035688A; KR20090018837A; US20090309525A1; EP2037560A1

Description

明細書

電動機の駆動装置

技術分野

[0001] 本発明は、スイッチング素子のスイッチング動作によって直流電圧を交流電圧に変換するインバータを用いた電動機の駆動装置に関するものである。

背景技術

[0002] 従来より電動機の駆動制御を行う場合、電圧変換回路とインバータが用いられる ( 例えば、特許文献 1参照)。図 1に例えば圧縮機を駆動する永久磁石同期電動機（圧縮機モータ） 1の駆動回路を示す。この図において、 2は電圧変換回路、 3はインバータである。電圧変換回路 2はインダクタンス素子とスイッチング素子及びダイオード力も構成されており、例えば商用交流電源 4を整流回路 6 (図 2に示す全波整流のためのダイオード群 Dとコイル L及びコンデンサ Cで構成される）で整流した直流電圧 ( 或いは、バッテリーからの直流電圧） Vinが入力され、スイッチング素子のスィッチング動作によるパルス幅変調により、入力電圧 Vinが昇圧された出力電圧 (直流電圧） Vdcを出力する。

[0003] そして、このスイッチング素子の ONZOFFのデューティー（時間比：通流率）を制御することで、出力される出力電圧 Vdcが制御される。また、電圧変換回路 2は図 3に示す入力電流 Iの高調波成分を抑制する機能も奏する（図 3中の Vは電源 4の交流電圧である)。

[0004] インバータ 3は図 11に示すような複数のスイッチング素子 7から構成されており、電圧変換回路 2から出力された出力電圧 Vdcが入力され、この出力電圧 Vdcをパルス幅変調することにより、任意の周波数の三相交流に変換し、電動機 1に供給する。即ち、電動機 1の各相の端子は、インバータ 3の中でスイッチング素子 7を介して電圧変換回路 2の正側と負側にそれぞれ接続されており、各相のスイッチング素子 7の ON ZOFF動作により、図 5に示すような三相交流の出力電圧 Voが電動機 1に印加されることになる。

[0005] 電動機 1はインバータ 3から供給された交流電圧 Voの周波数に応じて任意の回転数及びトルクで回転し、負荷である圧縮機を駆動する。

特許文献 1：特許第 3308993号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0006] ここで、インバータ 3の効率を向上させる方法としては、電動機 1の仕様を高電圧化して通電電流を低減させる方法と、電圧変換回路 2からインバータ 3に入力される直流電圧（出力電圧 Vdc)を低くして運転する方法とがある。理由はインバータ 3の主な電力ロスがスイッチング素子 7のスイッチング時に発生するロスだ力もである。即ち、ィンバータ 3に入力される直流電圧（出力電圧 Vdc)が高、場合、図 11に示すようにィンバータ 3を構成するスイッチング素子 7のコレクタ一ェミッタ間電圧 Vceも高くなる。そのため、後者の場合当該スイッチング素子 7が ON力も OFF、又は、 OFFから ON に切り替わるスイッチング動作時 (遷移期間）における消費電力 Vce X Ic (これ力スとなる）が大きくなつてしまう。また、前者の場合には Icが低減できるため、スィッチング動作時の消費電力ロスを小さくできるからである。

[0007] しカゝしながら、電動機 1の仕様を高電圧化した場合、或いは、直流電圧（出力電圧 Vdc)を低くしてしまうと、高電圧化では電圧変換回路の容量が不足した場合、高負荷まで運転できなくなる。また、 Vdcを低くしたときには入力される直流電圧の不足によって何れにしても高負荷まで運転することができなくなる問題が発生する。

[0008] 本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、インバータの効率を改善しながら高負荷まで運転可能な電動機の駆動装置を提供するものである。

課題を解決するための手段

[0009] 請求項 1の発明の電動機の駆動装置は、直流電圧の値を変更して出力する電圧変換回路と、スイッチング素子のスイッチング動作により電圧変換回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、電圧変換回路から出力される直流電圧を制御すると共に、スイッチング素子によりインバータの出力電圧を制御して電動機を駆動する制御手段とを備えたものであって、制御手段は、インバータによる直流電圧の変調度に基づき、当該変調度が 1に近づく方向で電圧変換回路力出力される直流電圧を制御する直流電圧調整制御を実行することを特徴とする。

[0010] 請求項 2の発明の電動機の駆動装置は、上記において制御手段は、変調度を 1に対して所定の余裕をもつように電圧変換回路力出力される直流電圧を制御することを特徴とする。

[0011] 請求項 3の発明の電動機の駆動装置は、上記各発明において制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有し、電圧変換回路力出力される直流電圧値が上昇して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路から出力される直流電圧値が降下して第 1の値より低い第 2の値より低くなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

[0012] 請求項 4の発明の電動機の駆動装置は、請求項 1又は請求項 2の発明において制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2 の変調度調整モードとを有し、電圧変換回路から出力される直流電圧値と当該電圧変換回路に入力される直流電圧値との差が拡大して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路から出力される直流電圧値と当該電圧変換回路に入力される直流電圧値との差が縮小して第 1の値より小さい第 2の値より小さくなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

[0013] 請求項 5の発明の電動機の駆動装置は、請求項 1又は請求項 2の発明において制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2 の変調度調整モードとを有し、電圧変換回路に入力される直流電圧値に対する当該電圧変換回路から出力される直流電圧値の比が上昇して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路に入力される直流電圧値に対する当該電圧変換回路から出力される直流電圧値の比が低下して第 1の値より小さい第 2 の値より低くなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

[0014] 請求項 6の発明の電動機の駆動装置は、請求項 1又は請求項 2の発明において電圧変換回路を構成するリア外ルに流れる電流を検出する電流検出手段を備え、制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2 の変調度調整モードとを有し、電流検出手段の出力に基づき、リアタトルに流れる電流値が上昇して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、リアタトルに流れる電流値が降下して第 1の値より低い第 2の値より低くなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

[0015] 請求項 7の発明の電動機の駆動装置は、請求項 1又は請求項 2の発明において電圧変換回路を構成するリアタトルの温度を検出する温度検出手段を備え、制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有し、温度検出手段の出力に基づき、リアタトルの温度が上昇して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、リアタトルの温度が降下して第 1の値より低い第 2の値より低くなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

[0016] 請求項 8の発明の電動機の駆動装置は、請求項 1又は請求項 2の発明において制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2 の変調度調整モードとを有し、電圧変換回路を構成するスイッチング素子の ONデュ一ティーが上昇して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、スイツチング素子の ONデューティーが低下して第 1の値より小さい第 2の値より低くなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする。 [0017] 請求項 9の発明の電動機の駆動装置は、請求項 1又は請求項 2の発明において制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2 の変調度調整モードとを有し、変調度を 1に近づけるために、電圧変換回路を構成するスイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が拡大して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、スイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が縮小して第 1の値より小さい第 2の値より小さくなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

[0018] 請求項 10の発明の電動機の駆動装置は、請求項 1又は請求項 2の発明において制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有し、電圧変換回路の効率が低下して第 1の値より低くなつた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路の効率が向上して第 1 の値より大きい第 2の値より高くなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

発明の効果

[0019] 請求項 1の発明によれば、直流電圧の値を変更して出力する電圧変換回路と、スィツチング素子のスイッチング動作により電圧変換回路力出力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、電圧変換回路カゝら出力される直流電圧を制御すると共に、スイッチング素子によりインバータの出力電圧を制御して電動機を駆動する制御手段とを備えた電動機の駆動装置において、制御手段が、インバータによる直流電圧の変調度に基づき、当該変調度が 1に近づく方向で電圧変換回路力も出力される直流電圧を制御する直流電圧調整制御を実行するので、電圧変換回路からインバータに入力される直流電圧をできるだけ低くして、インバータを構成するスィッチング素子のスイッチング時に発生する損失を低減することが可能となる。

[0020] これにより、インバータの効率を著しく改善することができるようになる。特に、電圧変換回路から出力される直流電圧は必要最低限で確保されることになるので、高負荷まで電動機を支障なく運転することが可能となるものである。

[0021] また、請求項 2の発明によれば、上記に加えて制御手段は、変調度を 1に対して所定の余裕をもつように電圧変換回路力出力される直流電圧を制御するので、電源電圧や電動機負荷の急激な変動に対しても支障なく必要な直流電圧をインバータに印加することができるようになり、安定した電動機の駆動を実現することができるものである。

[0022] また、請求項 3の発明によれば、上記各発明にカ卩えて制御手段は、前述した直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有しており、電圧変換回路力出力される直流電圧値が上昇して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路カゝら出力される直流電圧値が降下して第 1の値より低い第 2の値より低くなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行するので、第 2の変調度調整モードにより、電圧変換回路の容量を大きくすること無ぐ高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができるようになる。これにより、高電圧仕様の電動機を使用できるようになり、電動機に流れる電流を低減してインバータ効率を改善できる。特に、この第 2の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

[0023] そして、電圧変換回路力出力される直流電圧値が上昇した場合に第 2の変調度調整モードを実行し、直流電圧値が降下した場合に第 1の変調度調整モードに切り替えるので、電圧変換回路による昇圧限界を見極めて第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路における昇圧幅を抑えて電圧変換回路のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となるものである。

[0024] また、請求項 4の発明によれば、請求項 1又は請求項 2の発明に加えて制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有しており、電圧変換回路力出力される直流電圧値と当該電圧変換回路に入力される直流電圧値との差が拡大して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路から出力される直流電圧値と当該電圧変換回路に入力される直流電圧値との差が縮小して第 1の値より小さい第 2の値より小さくなった場合、第 1の変調度調整モードを実行するようにしているので、請求項 3の発明の効果に加えて、電圧変換回路に入力される電圧に余裕がある場合には、電圧変換回路から出力される直流電圧がより高い値となるまで第 1の変調度調整モードを実行できるようになり、第 2の変調度調整モードの弱め磁束制御による効率の悪ィ匕ゃ電動機への悪影響を可能な限り抑制することが可能となる。

[0025] 特に、この場合は電圧変換回路における昇圧幅そのものを用いて第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードとを切り換えるので、入力電圧が変動する場合も含めて、電圧変換回路による昇圧限界をより的確に判断し、第 1の変調度調整モード力第 2の変調度調整モードへ切り換えることが可能となるものである。

[0026] また、請求項 5の発明によれば、請求項 1又は請求項 2の発明に加えて制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有しており、電圧変換回路に入力される直流電圧値に対する当該電圧変換回路から出力される直流電圧値の比が上昇して第 1の値を超えた場合、第 2 の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路に入力される直流電圧値に対する当該電圧変換回路から出力される直流電圧値の比が低下して第 1の値より小さい第 2 の値より低くなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行するようにしているので、同様に請求項 3の発明の効果に加えて、電圧変換回路に入力される電圧に余裕がある場合には、電圧変換回路力出力される直流電圧がより高い値となるまで第 1の変調度調整モードを実行できるようになり、第 2の変調度調整モードの弱め磁束制御による効率の悪ィ匕ゃ電動機への悪影響を可能な限り抑制することが可能となる。 [0027] 特に、この場合も電圧変換回路における昇圧率を用いて第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードとを切り換えるので、入力電圧が変動する場合も含めて、同様に電圧変換回路による昇圧限界をより的確に判断し、第 1の変調度調整モード力第 2の変調度調整モードへ切り換えることが可能となるものである。

[0028] また、請求項 6の発明によれば、請求項 1又は請求項 2の発明に加えて電圧変換回路を構成するリアタトルに流れる電流を検出する電流検出手段を備えると共に、制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有しており、電流検出手段の出力に基づき、リアタトルに流れる電流値が上昇して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、リアタトルに流れる電流値が降下して第 1の値より低い第 2の値より低くなつた場合、第 1 の変調度調整モードを実行するので、同様に第 2の変調度調整モードにより、電圧変換回路の容量を大きくすること無ぐ高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機に流れる電流を低減し、インバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第 2の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

[0029] そして、この場合は電圧変換回路を構成するリアタトルに流れる電流値が上昇した場合に第 2の変調度調整モードを実行し、リアタトルの電流値が降下した場合に第 1 の変調度調整モードに切り替えるので、リアタトルに流れる電流値が飽和し、或いは、飽和に近づくことに基づいて電圧変換回路による昇圧限界を見極め、第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路における昇圧幅を抑えて電圧変換回路のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となるものである。

[0030] 請求項 7の発明によれば、請求項 1又は請求項 2の発明にくわえて電圧変換回路を構成するリアタトルの温度を検出する温度検出手段を備えると共に、制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有しており、温度検出手段の出力に基づき、リアタトルの温度が上昇して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、リアタトルの温度が降下して第 1の値より低い第 2の値より低くなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行するので、同様に第 2の変調度調整モードにより、電圧変換回路の容量を大きくすること無ぐ高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機に流れる電流を低減し、インバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第 2の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

[0031] そして、この場合は電圧変換回路を構成するリアタトルの温度が上昇した場合に第 2の変調度調整モードを実行し、リアタトルの温度が降下した場合に第 1の変調度調整モードに切り替えるので、昇圧するためにリアタトルに流れる電流が増大することで上昇する当該リアタトルの温度からリアタトルの電流値が飽和し、或いは、飽和に近づいていることを把握し、それに基づいて電圧変換回路による昇圧限界を見極め、第 1 の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路における昇圧幅を抑えて電圧変換回路のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となるものである。

[0032] 請求項 8の発明によれば、請求項 1又は請求項 2の発明に加えて制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有しており、電圧変換回路を構成するスイッチング素子の ONデューティ一が上昇して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、スィッチング素子の ONデューティーが低下して第 1の値より小さい第 2の値より低くなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行するので、同様に第 2の変調度調整モードにより、電圧変換回路の容量を大きくすること無ぐ高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機に流れる電流を低減し、インバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第 2 の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点にお、ても電動機の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

[0033] そして、この場合は電圧変換回路を構成するスイッチング素子の ONデューティーが上昇した場合に第 2の変調度調整モードを実行し、 ONデューティーが低下した場合に第 1の変調度調整モードに切り替えるので、昇圧するために上昇する電圧変換回路のスイッチング素子の ONデューティー力電圧変換回路による昇圧限界を見極め、第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路における昇圧幅を抑えて電圧変換回路のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となるものである。

[0034] 請求項 9の発明によれば、請求項 1又は請求項 2の発明に加えて制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有しており、変調度を 1に近づけるために、電圧変換回路を構成するスイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が拡大して第 1の値を超えた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、スイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が縮小して第 1の値より小さい第 2の値より小さくなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行するので、同様に第 2の変調度調整モードにより、電圧変換回路の容量を大きくすること無ぐ高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機に流れる電流を低減し、インバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第 2の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

[0035] そして、この場合は変調度を 1に近づけるために、電圧変換回路を構成するスイツチング素子をスイッチングする必要のある領域が拡大した場合に第 2の変調度調整モードを実行し、スイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が縮小した場合に第 1の変調度調整モードに切り替えるので、変調度を 1に近づけるために電圧変換回路のスイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が拡大したことから電圧変換回路による昇圧限界を見極め、第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路における昇圧幅を抑えて電圧変換回路のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となるものである。

[0036] 請求項 10の発明によれば、請求項 1又は請求項 2の発明に加えて制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有しており、電圧変換回路の効率が低下して第 1の値より低くなつた場合、第 2の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路の効率が向上して第 1の値より大きい第 2の値より高くなつた場合、第 1の変調度調整モードを実行するので、同様に第 2の変調度調整モードにより、電圧変換回路の容量を大きくすること無ぐ高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機に流れる電流を低減し、インバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第 2の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

[0037] そして、この場合は電圧変換回路の効率が低下した場合に第 2の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路の効率が向上した場合に第 1の変調度調整モードに切り替えるので、昇圧幅が拡大することで低下する効率に基づいて電圧変換回路による昇圧限界を見極め、第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路における昇圧幅を抑えて電圧変換回路のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となるものである。

発明を実施するための最良の形態

[0038] 次に、図面に基づき本発明の実施形態を詳述する。本発明の実施例の駆動装置 1 1の回路構成は、基本的には図 1、図 2に示されているものである。即ち、 1は例えば圧縮機を駆動する永久磁石同期電動機 (圧縮機モータ）、 2は電圧変換回路、 3はィンバータであり、前述同様の構成と機能を有する。特に、インバータ 3は同様に図 11 のスイッチング素子 7にて構成されて、る。

[0039] 次に、図 12を用いて図 1中の電圧変換回路 2の回路構成を説明する。電圧変換回路 2の入力は前述した整流回路 6 (図 2)の出力に接続され、出力は前述したインバータ 3の入力に接続される。電圧変換回路 2は、図 12に示すリアタトル (インダクタンス素子） 21、コンデンサ 22、ダイオード 23及びスイッチング素子 24など力も構成されている。この場合、整流回路 6の出力にリアタトル 21が接続されており、このリアタトル 21の後段にダイオード 23を介してコンデンサ 22が接続される。また、スイッチング素子 24はリアタトル 21とダイオード 23の接続点とアース間に接続されている。

[0040] コンデンサ 22はダイオード 23を経た電流の脈流を平滑化する。スイッチング素子 2 4は IGBTなどにより構成されており、本発明の駆動装置 11の制御装置 (マイクロコンピュータにて構成される制御手段） 14からのスイッチング信号によって ONされることにより、リアタトル 21に短絡電流を流す。スイッチング素子 25が ONされると、リアタトル 32の出力側の電路が短絡されてリアタトル 21に直流電流が流れる。これにより、ェネルギ一がリアタトル 21に蓄えられる。リアタトル 21に蓄えられたエネルギーは、その後当該スイッチング素子 24が OFFされることで入力直流電圧に加算され、コンデンサ 22に充電される。これにより、整流回路 6から出力された直流電圧が昇圧される（P AM制御）ことになる。また、スイッチング素子 24の ONデューティー（ON期間と OFF 期間からなる一周期全体に対する ON期間の比、通流率)を制御することにより、入力電流を正弦波状に制御することができる。これにより、力率の改善と高調波の抑制が行われる。

[0041] 26はスイッチング素子 24とアース間に接続されたシャント抵抗であり、このシャント抵抗 26の電圧値が示す入力電流 Iinの値 (スイッチング素子 24が ONしたときにリアタトルに流れるリアタトル電流値）が制御装置 14に入力される。スイッチング素子 24のゲートは制御装置 14に接続されている。制御装置 14にはリアタトル 21前段に接続された分圧抵抗 27、 28の接続点に現れる入力電圧 (電圧変換回路 2に入力される直流電圧) Vinの値が入力され、コンデンサ 22後段に接続された分圧抵抗 31、 32の接続点に現れる出力電圧 (電圧変換回路 2から出力される直流電圧) Vdcの値が入力される。更に、制御装置 14には負荷であるインバータ 3とアース間に接続されたシャント抵抗 33の電圧値が示す直流電流 Idcの値（出力電流値)も入力される。また、 34 はリアタトル 21の温度を検出する温度センサ（温度検出手段)であり、この温度センサ 34が検出するリアタトル 21の温度 TLも制御装置 14に入力されている。

[0042] そして、実施例では制御装置 14は入力電圧 (Vin)波形の全領域にお!、て、例えば 30kHzの高周波でスイッチング素子 24をスイッチングするスイッチング信号を生成する。これにより、インバータ 3に出力する出力電圧 Vdcを広範囲で昇圧できると共に、高度な力率改善と高調波抑制が行われる。これが制御装置 14が有する第 1のフィルタ機能（フル P AM制御）である。

[0043] また、制御装置 14は入力電圧 (Vin)波形のゼロクロス付近のみでスイッチング素子 24をスイッチングする第 2のフィルタ機能をも有している。この場合、実施例で制御装置 14は、少なくとも 15kHz以上の可聴領域外の周波数 (前記第 1のフィルタ機能よりも低、周波数）を周期とした所定の ONデューティーでスイッチング素子 24をスィッチングする。また、このスイッチングは入力電圧 (Vin)波形の位相角が例えば 0° 〜35 。 ( 180° 〜215° )、35° 〜70° (215° 〜250° )、 150° 〜180° (330° 〜 0° )の三つの領域で行、、それ以外の領域では停止（OFF)する。即ち、入力電圧 (Vin)の一周期中にお、てスイッチング素子 24をスイッチングする領域が第 1のフィルタ機能 (フル PAM制御）の場合よりも小さくなる。

[0044] また、 0° 〜35° ( 180° 〜215° )及び 150° 〜180° (330° 〜0° )の領域ではスイッチング素子 24を ONする ONデューティーを例えば 30%とし、 35° 〜70。 ( 215° 〜250° )の領域では 60%とする。これにより実施例における第 2のフィルタ機能 (簡易 PAM制御)を奏する。

[0045] このような制御により、上述した第 1のフィルタ機能のような広範囲では無いものの、或る程度の昇圧を行いながら、ゼロクロス付近の電流波形を滑らかにし、高調波電流規制値内に納められるだけの高調波の低減と力率改善を行う。特に、この場合のスィツチング素子 24における損失は、上述した第 1のフィルタ機能により行われるスィッチングに比して著しく低減される。

[0046] この場合、制御装置 14は入力電流 Iinの値に基づいて上述した簡易 PAM制御とフル P AM制御を切り替える。即ち、制御装置 14は入力電流 Iinの値がフル P AM制御開始電流値 If startより低ヽ場合は、スイッチング素子 24へスイッチング信号を印カロして前述したゼロクロス付近でのスイッチングを行、、第 2のフィルタ機能を奏する。これにより、インバータ 3にはスイッチング素子 24によって部分スイッチングされた電力が印加されることになる。

[0047] 尚、フル P AM制御開始電流値 If startとは、事前に把握しているインバータ 3による全運転状態における必要な昇圧，高調波抑制のための波形改善度合いから簡易 PA M制御とフル PAM制御を切り換える電圧変換回路 2の昇圧限界のポイントとして予め設定された入力電流値である。

[0048] 電動機 1の負荷が増大して高い出力が必要となり、入力電流 Iinの値がフル PAM 制御開始電流値 Ifstart以上となった場合、制御装置 14は上述したフル PAM制御に移行する。即ち、制御装置 14はスイッチング素子 24へ全領域で生成されたスイツチング信号の印加する。これにより、スイッチング素子 24により充分に昇圧され、且つ、高度に波形成形された電力がインバータ 3に印加されることになる（第 1のフィルタ機能)。

[0049] 尚、制御装置 14は電動機 1の負荷が低下して入力電流 Iinの値が所定のフル PA M制御終了電流値 If stop (Ifstartより低、値)まで低下したら、前述した簡易 PAM 制御 (第 2のフィルタ機能）に戻る。

[0050] このように、実施例の制御装置 14は第 1のフィルタ機能 (フル PAM制御）と第 2のフィルタ機能 (簡易 PAM制御）を選択的に切り換える。この場合、入力電流 Iinの値が高い場合は第 1のフィルタ機能を動作させ、低い場合には第 2のフィルタ機能を動作させるので、第 2のフィルタ機能で賄える範囲では第 2のフィルタ機能を動作させ、効率的なスイッチングで高調波の抑制と或る程度の昇圧を行、、第 2のフィルタでは対応できな、昇圧限界となった場合は、第 1のフィルタ機能を動作させて必要な昇圧と確実な高調波抑制を行うことができる。これにより、昇圧と高調波抑制機能を担保しながら、スイッチング素子 24におけるスイッチング損失を抑え、効率的な電源供給を実現することができるよう〖こなる。

[0051] 次に、図 4及び図 5は本発明の駆動装置 11の制御装置 14の制御方式を示す図である。最初に図 4は制御装置 14が直流電圧調整制御を実行する第 1の変調度調整モードの制御方式を示している。この図 4において、 12はインバータ 3における変調度と当該変調度の目標値が入力され、それらの偏差 eに基づいて PID演算等の演算を行う演算部であり、 13は当該演算部 12にて演算された制御量の上限値と下限値を設定する上限下限設定部である。この場合、インバータ 3の変調度は電圧変換回路 2から出力される直流電圧である出力電圧 Vdcの 1Z2である図 5の dに対する、ィンバータ 3の出力電圧 Voの 1Z2である aの比率 aZdのことである。また、この変調度の目標値は、 1以下の値であって 1に所定の余裕を持ち、且つ、 1に近い値とされ、実施例では 0. 9に設定している。

[0052] 演算部 12は設定されたこの変調度の目標値 (0. 9)と、インバータ 3から入力される現在の変調度を比較し、その偏差 eの大きさに比例してそれを縮小する方向の演算（比例制御 P)と、偏差 eを積分した値を縮小する方向の演算 (積分制御 I)と、偏差 eの変化を縮小する方向の演算 (微分制御 D)を実行し、それらを合算することによって目標とする Vdcの制御量（目標値)を算出する。

[0053] 上限下限設定部 13は、演算部 12で算出された制御量の上限値と下限値を設定する。この上限値は電圧変換回路 2の能力上限を意味しており、下限値はそれ以上出力電圧 Vdcを低下させた場合、電動機 1の電流が増大して効率が低下する限界を意味している。従って、制御量はこれら上限値と下限値の間で調整されることになる。

[0054] この上限下限設定部 13を経た Vdcの目標値は電圧変換回路 2に入力される。制御装置 14は算出された Vdcの目標値に基づき、前述した如き電圧変換回路 2における簡易 PAM制御、又は、フル PAM制御を実行して直流電圧 (或いは、車載電動圧縮機の場合には車のバッテリーからの直流電圧)である入力電圧 Vinを昇圧し、目標値である出力電圧（直流電圧) Vdcを出力する。

[0055] インバータ 3は前述同様複数のスイッチング素子 7から構成されており、電圧変換回路 2から出力された出力電圧（直流電圧) Vdcが入力され、この出力電圧 Vdcをパルス幅変調することにより、任意の周波数の三相交流に変換し、電動機 1に供給する。電動機 1はインバータ 3から供給された交流電圧 Voの周波数に応じて任意の回転数及びトルクで回転し、負荷である圧縮機を駆動する。従って、インバータ 3は出力電圧 Vdcの 1Z2である図 5の dに対する、インバータ 3の出力電圧 Voの 1Z2である aの比率である変調度 aZdを把握しており、この変調度 aZdを制御装置 14の演算部 12 にフィードバックすることになる。

[0056] 以上が制御装置 14が直流電圧調整制御を実行する第 1の変調度調整モードである。この第 1の変調度調整モードでは、インバータ 3における変調度 (aZd)が小さい場合、即ち、電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcに対してインバータ 3の出力電圧 Voが比較的小さい場合、当該変調度を目標値である 0. 9に近づけるように電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcが下げられる。逆に、インバータ 3における変調度 (aZd)が大きい場合、即ち、電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vd cにインバータ 3の出力電圧 Voが近、場合 (Voは Vdcより大きくできな!/、が、同一の場合もある）、当該変調度を目標値である 0. 9に近づけるように電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcが上げられることになる。

[0057] このように、第 1の変調度調整モードでは特に変調度が小さい場合に電圧変換回路 2からインバータ 3に入力される直流電圧である出力電圧 Vdcをできるだけ低くして、インバータ 3を構成するスイッチング素子 7のスイッチング時に発生するロスを低減することができるようになり、インバータ 3の効率を著しく改善することが可能となる。また、変調度が大きい場合にも電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcは必要最低限で確保されることになるので、高負荷まで電動機 1を支障なく運転することが可能となる。

[0058] この場合、実施例では変調度 1 (Vdc= Voとなる状態）に対して 0. 1の余裕 (所定の余裕）をもって制御を行っている。この余裕は実施例の 0. 1に限らず、更に小さくても逆に大きくても良いが、このように制御装置 14が変調度を 1に対して所定の余裕をもつように電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcを制御することにより、電源 4の電圧や電動機 1の負荷の急激な変動に対しても支障なく必要な出力電圧 Vdcをインバータ 3に印加することができるようになるので、安定した電動機 1の駆動を実現することがでさるよう〖こなる。 [0059] 次に、図 6は制御装置 14が弱め磁束制御を実行する第 2の変調度調整モードの制御方式を示している。この図 6において、 12Aはインバータ 3における変調度と当該変調度の目標値が入力され、それらの偏差 eに基づいて PID演算等の演算を行う演算部であり、 13Aは当該演算部 12Aにて演算された制御量の上限値を設定する上限設定部である。この場合も前述同様にインバータ 3の変調度は電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcの 1Z2である図 5の dに対する、インバータ 3の出力電圧 V oの 1Z2である aの比率 aZdのことである。また、この変調度の目標値は、この場合も同様に 1以下の値であって 1に所定の余裕を持ち、且つ、 1に近い値とされ、実施例では 0. 9に設定している。

[0060] 演算部 12Aは設定されたこの変調度の目標値 (0. 9)と、インバータ 3から入力される現在の変調度を比較し、その偏差 eの大きさに比例してそれを縮小する方向の演算 (比例制御 P)と、偏差 eを積分した値を縮小する方向の演算 (積分制御 I)と、偏差 eの変化を縮小する方向の演算 (微分制御 D)を実行し、それらを合算することによつて目標とする負の界磁電流成分、即ち、負の d軸電流の制御量（目標値)を算出する

[0061] ここで、図 7は電動機 1の q軸電流（トルク電流成分）と d軸電流 (界磁電流成分)のベクトル図を示してヽる。圧縮機が使用される例えば空気調和機や冷凍機のブルダゥン時には、電動機 1は高負荷となり高速で運転されることになる。電動機 1が高速運転されると、誘起電圧が端子電圧 (即ち、インバータ 3から出力される交流電圧 Vo)を超えるようになり、電流が流れず、トルクが小さくなつて出力を維持できなくなる。その場合、ステータ卷線にロータの磁束 (永久磁石による磁束）と反対の方向の起磁力を発生させて誘起電圧を抑えることでトルクを確保することができるようになる。これを弱め磁束制御と云う。

[0062] この弱め磁束制御では、ロータの磁束と反対方向の起磁力を発生させるために、ステータ卷線に負の d軸電流を流し、トルクに寄与する q軸電流を確保することになるが、 Voが抑制されることになるので、電圧変換回路 2が出力する直流電圧である出力電圧 Vdc—定の条件下では、変調度 (aZd)を制御することができることになる。そこで、演算部 12Aは変調度が目標値である 0. 9に近づく方向で電動機 1のステータ卷線に流す負の q軸電流の制御量を算出する。

[0063] 次に、上限設定部 13Aは、演算部 12Aで算出された制御量の上限値を設定する。

ここで、弱め磁束制御を行った場合、電動機 1のロータの磁束が減少するため、同じトルクを得るためには、より大きな q軸電流が必要となる。また、 d軸電流も流すため、電動機 1のロータの卷線に流れる全電流が増加し、この電流増によって卷線が焼損する危険性が出てくる。また、 d軸電流を流すためにロータの永久磁石の減磁を引き起こす問題も生じる。そこで、上限設定部 13Aは係る負の d軸電流を流すことによつて発生する不都合を回避するために制御量の上限値を設定している。従って、制御量 (負の d軸電流）はこの上限値以下の値で調整されることになる。

[0064] 尚、この場合電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcは一定で制御される。そして、上限設定部 13Aを経た負の d軸電流の目標値はインバータ 3に入力され、インバータ 3を構成するスイッチング素子 7のスイッチング動作によって電動機 1に目標値の負の d軸電流が流されることになる。電動機 1は同様にインバータ 3から供給された交流電圧 Voの周波数に応じて任意の回転数及びトルクで回転し、負荷である圧縮機を駆動する。同様にインバータ 3は変調度 aZdを把握しており、この変調度 aZdを演算部 12にフィードバックすることになる。

[0065] 以上が制御装置 14が弱め磁束制御を実行する第 2の変調度調整モードである。この第 2の変調度調整モードでは、インバータ 3における変調度 (aZd)が小さい場合、即ち、電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcに対してインバータ 3の出力電圧 Voが比較的小さい場合、当該変調度を目標値である 0. 9に近づけるように負の d軸電流を減らし、弱め磁束を弱くする。逆に、インバータ 3における変調度 (aZd)が大きい場合、即ち、電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcをインバータ 3の出力電圧 Voが超えるようなとき、或いは、同一の場合、若しくは、超えていないが近い場合、当該変調度を目標値である 0. 9に近づけるように負の d軸電流を前述した上限値の範囲内で増やし、弱め磁束を強くする。

[0066] このように、第 2の変調度調整モードでは特に電動機 1が高回転で運転される高負荷時に、電圧変換回路 2からインバータ 3に入力される出力電圧 Vdcを増大させること無ぐ電動機 1を運転することができるようになる。このことは、電圧変換回路 2の容量を大きくすること無ぐ高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができることを意味している。係る高電圧仕様の電動機を使用すれば、電動機に流れる電流が低減されるので、インバータ効率を改善できる。

[0067] 特に、この第 2の変調度調整モードにぉ、ては、変調度を実施例の目標値である 0 . 9に維持するために必要最低限に近い負の d軸電流を流して弱め磁束制御を行うので、この点においても電動機 1の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。この場合も、実施例では変調度 l (Vdc =Voとなる状態）に対して 0. 1の余裕（所定の余裕）をもって制御を行っているので、電源 4の電圧や電動機 1の負荷の急激な変動に対しても支障なく電動機 1の安定した駆動を実現することができる。

実施例 1

[0068] 次に、図 8は制御装置 14による実際の制御動作の一例をフローチャートで示している。制御装置 14は図 8のステップ S 1で先ず図 4の制御方式である第 1の変調度調整モードを実行し、インバータ 3からフィードバックされる変調度 (aZd)に応じて電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcを制御することで、変調度が目標値の 0. 9 (1 に近づける）になるように制御する。

[0069] 次に、ステップ S2で現在電圧変換回路 2から出力されている出力電圧 Vdcが前述した例えば上限下限設定部における上限値 αより大きいか否力判断する。そして、上限値 a以下である場合、制御装置 14はステップ S3に進んで現在実行している第 1の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

[0070] ここで、例えば電動機 1が高負荷状態となって直流電圧調整制御により Vdcが上昇されて行き、前述した上限値 αを超えた場合、制御装置 14はステップ S4に進んで第 2の変調度調整モードに移行し、現在の Vdcを変化させずに維持したまま、前述した図 6の弱め磁束制御によって変調度を目標値の 0. 9 (1に近づける）に制御する。

[0071] 尚、この第 2の変調度調整モードを実行している状態で、 Vdcが上限値 α以下に低下した場合、制御装置 14はステップ S2からステップ S3に進んで第 2の変調度調整モードから第 1の変調度調整モードに復帰する。この場合制御装置 14は、上述した如く第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替わった後は、自らの機能として有するタイマの積算に基づく所定期間、ステップ S2からステップ S3に進むことを禁止し、ステップ S4に進むように制御する。また、逆に第 2の変調度調整モードから第 1の変調度調整モードに切り替わった後も、自らの機能として有するタイマの積算に基づく所定期間、ステップ S2からステップ S4に進むことを禁止し、ステップ S3に進むように制御する。これにより、 Vdcが上限値 α近傍で変化した場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

[0072] このように、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードを電圧変換回路 2から出力される直流電圧である出力電圧 Vdcに応じて切り換えることにより、電圧変換回路 2による昇圧限界を見極めて、電圧変換回路 2における昇圧幅を抑えることが可能となり、電圧変換回路 2のコストの高騰、容積及び重量増を回避することができるようになる。

[0073] 係る制御動作による電動機 1の出力と Vdcの関係が図 9に示されている。図中の破線が電動機 1を運転するために必要な Vdcであり、変調度 1と想定した場合を示している。実線で示しているのは図 8のフローチャートで実際に制御装置 14によって制御される Vdcであり、破線の上側（この差が前述した余裕 0. 1である）に沿って傾斜している範囲が通常の運転域となる。この運転域では、変調度に余裕 0. 1をもって運転に必要な Vdcに応じた必要最低限の大きさの Vdcが電圧変換回路 2から出力される

[0074] この通常の運転域の左端力も水平に左に向力つている範囲は Vdcが前述した下限値となった軽負荷の範囲である。出力が高くなる高負荷の範囲で、前述した上限値 aを境に Vdcが一定とされるので、通常の運転域の右端から Vdcは右に水平に向かうことになる。この高負荷域では、前述した弱め磁束制御によって変調度が 0. 9に制御されること〖こなる。

実施例 2

[0075] 次に、図 10は制御装置 14による実際の制御動作の他の例をフローチャートで示している。制御装置 14は図 10のステップ S5で同様に先ず図 4の制御方式である第 1 の変調度調整モードを実行し、インバータ 3からフィードバックされる変調度 (aZd)に応じて電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcを制御することで、変調度が目標値の 0. 9 (1に近づける）になるように制御する。

[0076] 次に、ステップ S6で現在電圧変換回路 2から出力されている直流電圧である出力電圧 Vdcと電圧変換回路 2の入力電圧 Vinとの差 (Vdc— Vin。即ち、昇圧幅）がこの場合の所定の上限値 (上限値は電圧変換回路 2の昇圧幅の限界値である） αより大きいか否カゝ判断する。そして、上限値ひ以下である場合、制御装置 14はステップ S7 に進んで現在実行している第 1の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

[0077] ここで、例えば電動機 1が高負荷状態となって直流電圧調整制御により Vdcが上昇されて行き、昇圧幅が前述した上限値 αを超えた場合、制御装置 14はステップ S8に進んで第 2の変調度調整モードに移行し、現在の Vdcを変化させずに維持したまま、前述した図 6の弱め磁束制御によって変調度を目標値の 0. 9 (1に近づける）に制御する。

[0078] 尚、この第 2の変調度調整モードを実行している状態で、昇圧幅が上限値 α以下に低下した場合、制御装置 14はステップ S6からステップ S7に進んで第 2の変調度調整モードから第 iの変調度調整モードに復帰する。この場合制御装置 14は、上述した如く第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替わった後は、自らの機能として有するタイマの積算に基づく所定期間、ステップ S6力らステップ S7 に進むことを禁止し、ステップ S8に進むように制御する。また、逆に第 2の変調度調整モードから第 1の変調度調整モードに切り替わった後も、自らの機能として有するタイマの積算に基づく所定期間、ステップ S6からステップ S8に進むことを禁止し、ステツプ S7に進むように制御する。これにより、昇圧幅が上限値 α近傍で変化した場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

[0079] このように、この場合の制御においても第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードを電圧変換回路 2から出力される直流電圧である出力電圧 Vdcと入力電圧 Vinの差 (昇圧幅）に応じて切り換えることにより、電圧変換回路 2における昇圧幅を抑えることが可能となり、電圧変換回路 2のコストの高騰、容積及び重量増を回避することができるようになる。それにカ卩えてこの場合の制御では、電圧変換回路 2への入力電圧 Vinに余裕がある場合には、電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcがより高い値となるまで第 1の変調度調整モードを実行できるようになるので、第 2の変調度調整モードの弱め磁束制御による効率の悪化や電動機 1への悪影響を可能な限り抑制することが可能となる。

[0080] 特に、電圧変換回路 2における昇圧幅そのものを用いて第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードとを切り換えるので、電圧変換回路 2による昇圧限界をより的確に判断して第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードへ切り換えることが可能となる。

実施例 3

[0081] 次に、図 13は図 8に示した制御装置 14による制御動作の他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置 14は図 8の制御に加えて所定のヒステリシス幅 2 βを有して第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図 13のステップ S9で先ずフラグ Xをリセット（0)する。次に、ステップ S10で図 4の制御方式である第 1の変調度調整モードを実行し、インバータ 3からフィードバックされる変調度 (aZd)に応じて電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcを制御することで、変調度が目標値の 0. 9 (1に近づける）になるように制御する。

[0082] 次に、ステップ S 11でフラグ Xがリセットされている力否か判断し、ここではリセットされているのでステップ S12に進み、現在電圧変換回路 2から出力されている出力電圧 Vdcが前述した例えば上限下限設定部における上限値 αである A+ β (第 1の値 )より高いか否カゝ判断する。そして、上限値 Α+ β以下である場合、制御装置 14はステツプ S 17に進んで現在実行している第 1の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

[0083] ここで、例えば電動機 1が高負荷状態となって直流電圧調整制御により Vdcが上昇されて行き、前述した上限値 A+ βを超えた場合、制御装置 14はステップ S12からステップ S 13に進んでフラグ Xをセット（ 1)し、次にステップ S 14に進んで第 2の変調度調整モードに移行し、現在の Vdcを変化させずに維持したまま、前述した図 6の弱め磁束制御によって変調度を目標値の 0. 9 (1に近づける）に制御する。その後はステツプ S 11からステップ S 15に進み、 Vdcが A— β (第 2の値）より低くなつたか否か判断し、否であればステップ S 14に進んで第 2の変調度調整モードを継続する。

[0084] 尚、この第 2の変調度調整モードを実行している状態で、 Vdcが A— β以下に低下した場合、制御装置 14はステップ S 15からステップ S 16に進んでフラグ Xをリセットし、ステップ S17に進んで第 2の変調度調整モードから第 1の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、 Vdcが上限値 Α+ β近傍で変化した場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

[0085] この場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードを電圧変換回路 2から出力される直流電圧である出力電圧 Vdcに応じて切り換えることにより、電圧変換回路 2による昇圧限界を見極めて、電圧変換回路 2における昇圧幅を抑えることが可能となり、電圧変換回路 2のコストの高騰、容積及び重量増を回避することができるようになる。

実施例 4

[0086] 次に、図 14は図 10に示した制御装置 14による制御動作の他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置 14は図 10の制御に加えて所定のヒステリシス幅 2 βを有して第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図 14のステップ S 19で先ずフラグ Xをリセット（0)する。次に、ステップ S20で図 4の制御方式である第 1の変調度調整モードを実行し、インバータ 3からフィードバックされる変調度 (aZd)に応じて電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcを制御することで、変調度が目標値の 0. 9 (1に近づける）になるように制御する。

[0087] 次に、ステップ S21でフラグ Xがリセットされている力否か判断し、ここではリセットされているのでステップ S22に進み、現在電圧変換回路 2から出力されている出力電圧 Vdcと電圧変換回路 2の入力電圧 Vinとの差 (Vdc— Vin。即ち、昇圧幅）がこの場合の所定の上限値 (上限値は電圧変換回路 2の昇圧幅の限界値） αである C+ β ( 第 1の値)より大きいか否力判断する。そして、上限値 C+ β以下である場合、制御装置 14はステップ S 27に進んで現在実行して、る第 1の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

[0088] ここで、例えば電動機 1が高負荷状態となって直流電圧調整制御により Vdcが上昇されて行き、昇圧幅が前述した上限値 C+ βを超えた場合、制御装置 14はステップ S 22からステップ S 23に進んでフラグ Xをセット（ 1 )し、次にステップ S 24に進んで第 2 の変調度調整モードに移行し、現在の Vdcを変化させずに維持したまま、前述した図 6の弱め磁束制御によって変調度を目標値の 0. 9 (1に近づける）に制御する。その後はステップ S21からステップ S25に進み、昇圧幅が C— β (第 2の値)より小さくなつた力否力判断し、否であればステップ S24に進んで第 2の変調度調整モードを継続する。

[0089] 尚、この第 2の変調度調整モードを実行している状態で、昇圧幅が C— β以下に縮小した場合、制御装置 14はステップ S25からステップ S26に進んでフラグ Xをリセットし、ステップ S27に進んで第 2の変調度調整モードから第 1の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、昇圧幅が上限値 C+ |8近傍で変ィ匕した場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

[0090] この場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードを電圧変換回路 2から出力される直流電圧である出力電圧 Vdcと入力電圧 Vinの差 (昇圧幅）に応じて切り換えることにより、電圧変換回路 2における昇圧幅を抑えることが可能となり、電圧変換回路 2のコストの高騰、容積及び重量増を回避することができるようになる。それにカ卩えてこの場合の制御でも、電圧変換回路 2への入力電圧 Vinに余裕がある場合には、電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcがより高い値となるまで第 1の変調度調整モードを実行できるようになるので、第 2の変調度調整モードの弱め磁束制御による効率の悪ィヒゃ電動機 1への悪影響を可能な限り抑制することが可能となる。

[0091] また、同様に電圧変換回路 2における昇圧幅そのものを用いて第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードとを切り換えるので、電圧変換回路 2による昇圧限界をより的確に判断して第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードへ切り換えることが可能となる。

実施例 5

[0092] 次に、図 15は制御装置 14による実際の制御動作の更に他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置 14は電圧変換回路 2の入力電圧 Vinに対する出力電圧 Vdcの比、即ち、 VdcZVinに基づいて第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図 15のステップ S29で先ずフラグ Xをリセット (0)する。次に、ステップ S30で図 4の制御方式である第 1の変調度調整モードを実行し、ィンバータ 3からフィードバックされる変調度 (aZd)に応じて電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcを制御することで、変調度が目標値の 0. 9 (1に近づける）になるように制御する。

[0093] 次に、ステップ S31でフラグ Xがリセットされている力否か判断し、ここではリセットされているのでステップ S32に進み、現在電圧変換回路 2に入力されている入力電圧 Vinに対する現在電圧変換回路 2から出力されている出力電圧 Vdcの比 (VdcZVi n。即ち、昇圧率)がこの場合の所定の上限値 (上限値は電圧変換回路 2の昇圧率の限界値)である C+ β (第 1の値)より高いか否力判断する。そして、上限値 Β+ β以下である場合、制御装置 14はステップ S 37に進んで現在実行して、る第 1の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

[0094] ここで、例えば電動機 1が高負荷状態となって直流電圧調整制御により Vdcが上昇されて行き、昇圧率が前述した上限値 B+ βを超えた場合、制御装置 14はステップ S 32からステップ S 33に進んでフラグ Xをセット（ 1 )し、次にステップ S 34に進んで第 2 の変調度調整モードに移行し、現在の Vdcを変化させずに維持したまま、前述した図 6の弱め磁束制御によって変調度を目標値の 0. 9 (1に近づける）に制御する。その後はステップ S31からステップ S35に進み、昇圧率が B— β (第 2の値)より低くなつた力否力判断し、否であればステップ S34に進んで第 2の変調度調整モードを継続する。

[0095] 尚、この第 2の変調度調整モードを実行している状態で、昇圧率が Β— β以下に低下した場合、制御装置 14はステップ S35からステップ S36に進んでフラグ Xをリセットし、ステップ S37に進んで第 2の変調度調整モードから第 1の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、昇圧率が上限値 Β+ |8近傍で変ィ匕した場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。 [0096] この場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードを電圧変換回路 2に入力される直流電圧である Vinに対する電圧変換回路 2から出力される直流電圧である出力電圧 Vdcの比 (昇圧率）に応じて切り換えることにより、電圧変換回路 2 における昇圧の度合い (昇圧幅に相当）を抑えることが可能となり、電圧変換回路 2のコストの高騰、容積及び重量増を回避することができるようになる。それに加えてこの場合の制御でも、電圧変換回路 2への入力電圧 Vinに余裕がある場合には、電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcがより高い値となるまで第 1の変調度調整モードを実行できるようになるので、第 2の変調度調整モードの弱め磁束制御による効率の悪ィ匕ゃ電動機 1への悪影響を可能な限り抑制することが可能となる。

[0097] また、この場合も電圧変換回路 2における昇圧率を用いて第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードとを切り換えるので、電圧変換回路 2による昇圧限界をより的確に判断して第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードへ切り換えることが可能となる。

実施例 6

[0098] 次に、図 16は制御装置 14による実際の制御動作の更に他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置 14は入力電流 Iin、即ち、リアタトル 21に流れる電流 ILに基づいて第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図 16のステップ S39で先ずフラグ Xをリセット（0)する。次に、ステップ S40でフラグ Xがリセットされているか否か判断し、ここではリセットされているのでステップ S41 に進み、電流 IL (入力電流 Iinである）の値がこの場合の所定の上限値 (上限値はリァクトル 21に流れる電流 ILが飽和する値、或いは、飽和に近い値である限界値)である H+ β (第 1の値)より高いか否力判断する。そして、上限値 Η+ β以下である場合、制御装置 14はステップ S46に進んで図 4の制御方式である第 1の変調度調整モードを実行し、インバータ 3からフィードバックされる変調度 (aZd)に応じて電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcを制御することで、変調度が目標値の 0. 9 (1に近づける）になるように制御する。

[0099] ここで、例えば電動機 1が高負荷状態となって入力電流 Iinである電流 ILの値が上昇して行き、上限値 H+ βを超えた場合、制御装置 14はステップ S41からステップ S 42に進んでフラグ Xをセット（1)し、次にステップ S43に進んで第 2の変調度調整モードに移行し、現在の Vdcを変化させずに維持したまま、前述した図 6の弱め磁束制御によって変調度を目標値の 0. 9 (1に近づける）に制御する。その後はステップ S4 0からステップ S44に進み、電流 ILの値が H— β (第 2の値)より低くなつた力否か判断し、否であればステップ S43に進んで第 2の変調度調整モードを継続する。

[0100] 尚、この第 2の変調度調整モードを実行している状態で、電流 ILの値が Η— β以下に低下した場合、制御装置 14はステップ S44からステップ S45に進んでフラグ Xをリセットし、ステップ S46に進んで第 2の変調度調整モードから第 1の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、電流 ILが上限値 Η+ |8近傍で変化した場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止して、る。

[0101] この場合も同様に第 2の変調度調整モードにより、電圧変換回路 2の容量を大きくすること無ぐ高電圧仕様の電動機 1を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機 1に流れる電流を低減し、ィンバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第 2の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機 1の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

[0102] そして、この場合は電圧変換回路 2を構成するリアタトル 21に流れる電流 IL (入力電流 Iin)の値が上昇した場合に第 2の変調度調整モードを実行し、リアタトル 21の電流値が降下した場合に第 1の変調度調整モードに切り替えるので、リアタトル 21に流れる電流 ILの値が飽和し、或いは、飽和に近づくことに基づいて電圧変換回路 2による昇圧限界を見極め、第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路 2における昇圧幅を抑えて電圧変換回路 2のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となる。

実施例 7

[0103] 次に、図 17は制御装置 14による実際の制御動作の更に他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置 14は温度センサ 34が検出するリアタトル 21の温度 TLに基づいて第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図 17のステップ S49で先ずフラグ Xをリセット（0)する。次に、ステップ S50でフラグ Xがリセットされている力否か判断し、ここではリセットされているのでステップ S51 に進み、リアタトル 21の温度 TLがこの場合の所定の上限値 (上限値はリアタトル 21 に流れる電流 ILが飽和する値、或いは、飽和に近い値となったときのリアタトル 21の温度である限界値)である J+ β (第 1の値)より高いか否力判断する。そして、上限値 J+ β以下である場合、制御装置 14はステップ S56に進んで図 4の制御方式である第 1の変調度調整モードを実行し、インバータ 3からフィードバックされる変調度 (aZ d)に応じて電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcを制御することで、変調度が目標値の 0. 9 (1に近づける）になるように制御する。

[0104] ここで、例えば電動機 1が高負荷状態となって入力電流 Iinであるリアタトル 21の電流 ILの値が上昇して行き、それに伴って発熱するリアタトル 21の温度 TLが上限街 + βを超えた場合、制御装置 14はステップ S51からステップ S52に進んでフラグ Xをセット（1)し、次にステップ S53に進んで第 2の変調度調整モードに移行し、現在の V dcを変化させずに維持したまま、前述した図 6の弱め磁束制御によって変調度を目標値の 0. 9 (1に近づける）に制御する。その後はステップ S50からステップ S54に進み、温度 TLの値が J— β (第 2の値)より低くなつたか否力判断し、否であればステツプ S53に進んで第 2の変調度調整モードを継続する。

[0105] 尚、この第 2の変調度調整モードを実行して、る状態で、温度 TLの値力 β以下に低下した場合、制御装置 14はステップ S54からステップ S55に進んでフラグ Xをリセットし、ステップ S56に進んで第 2の変調度調整モードから第 1の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、温度 TLが上限街+ |8近傍で変化した場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止して!/ヽる。

[0106] この場合も同様に第 2の変調度調整モードにより、電圧変換回路 2の容量を大きくすること無ぐ高電圧仕様の電動機 1を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機 1に流れる電流を低減し、ィンバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第 2の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機 1の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

[0107] そして、この場合は電圧変換回路 2を構成するリアタトル 21の温度 TLが上昇した場合に第 2の変調度調整モードを実行し、リアタトル 21の温度 TLが降下した場合に第 1の変調度調整モードに切り替えるので、昇圧するためにリアタトル 21に流れる電流 I Lが増大することで上昇する当該リアタトル 21の温度 TLからリアタトル 21の電流 ILの値が飽和し、或いは、飽和に近づいていることを把握し、それに基づいて電圧変換回路 2による昇圧限界を見極め、第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路 2における昇圧幅を抑えて電圧変換回路 2のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となる。実施例 8

[0108] 次に、図 18は制御装置 14による実際の制御動作の更に他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置 14は電圧変換回路 2を構成するスイッチング素子 2 4の ONデューティー DUに基づいて第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モ一ドとを切り替える。即ち、図 18のステップ S59で先ずフラグ Xをリセット (0)する。次に、ステップ S60で図 4の制御方式である第 1の変調度調整モードを実行し、インバータ 3からフィードバックされる変調度 (aZd)に応じて電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcを制御することで、変調度が目標値の 0. 9 (1に近づける）になるように制御する。

[0109] 次に、ステップ S61で Vdcを出力するために電圧変換回路 2のスイッチング素子 24 をスイッチングする ONデューティー DUを計算（前述した簡易 PAM制御又はフル P AM制御において計算される値である）し、ステップ S62でフラグ Xがリセットされているか否か判断する。ここではリセットされているのでステップ S63に進み、現在のスイツチング素子 24の ONデューティー DUがこの場合の所定の上限値（上限値は電圧変換回路 2の上限の昇圧幅を得るための ONデューティーの限界値)である E+ β (第 1 の値)より高いか否力判断する。そして、上限値 Ε+ β以下である場合、制御装置 14 はステップ S68に進んで現在実行している第 1の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

[0110] ここで、例えば電動機 1が高負荷状態となって直流電圧調整制御におけるスィッチング素子 24の ONデューティー DUが上昇されて行き、前述した上限値 E+ βを超えた場合、制御装置 14はステップ S63からステップ S64に進んでフラグ Xをセット（1)し、次にステップ S65に進んで第 2の変調度調整モードに移行し、現在の Vdcを変化させずに維持したまま、前述した図 6の弱め磁束制御によって変調度を目標値の 0. 9 ( 1に近づける）に制御する。その後はステップ S62からステップ S66に進み、 ONデュ一ティー DUが E— β (第 2の値)より低くなつた力否か判断し、否であればステップ S 65に進んで第 2の変調度調整モードを継続する。

[0111] 尚、この第 2の変調度調整モードを実行している状態で、 ONデューティー DUが Ε

- β以下に低下した場合、制御装置 14はステップ S66からステップ S67に進んでフラグ Xをリセットし、ステップ S68に進んで第 2の変調度調整モードから第 1の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、 ONデューティー DUが上限値 E+ j8近傍で変化した場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

[0112] この場合も同様に第 2の変調度調整モードにより、電圧変換回路 2の容量を大きくすること無ぐ高電圧仕様の電動機 1を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機 1に流れる電流を低減し、ィンバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第 2の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機 1の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

[0113] そして、この場合は電圧変換回路 2を構成するスイッチング素子 24の ONデューティー DUが上昇した場合に第 2の変調度調整モードを実行し、 ONデューティー DU が低下した場合に第 1の変調度調整モードに切り替えるので、昇圧するために上昇する電圧変換回路 2のスイッチング素子 24の ONデューティー DUから電圧変換回路 2による昇圧限界を見極め、第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路 2における昇圧幅を抑えて電圧変換回路 2のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となる。

実施例 9

[0114] 次に、図 19は制御装置 14による実際の制御動作の更に他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置 14は電圧変換回路 2を構成するスイッチング素子 2 4をスイッチングする領域 SPに基づいて第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図 19のステップ S69で先ずフラグ Xをリセット（0)する。次に、ステップ S 70で図 4の制御方式である第 1の変調度調整モードを実行し、インバータ 3からフィードバックされる変調度 (aZd)に応じて電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcを制御することで、変調度が目標値の 0. 9 (1に近づける）になるように制御する。

[0115] 次に、ステップ S71で Vdcを出力するために電圧変換回路 2のスイッチング素子 24 を前述した簡易 PAM制御（第 2のフィルタ機能）、又は、フル PAM制御（第 1のフィルタ機能)するスイッチング信号を計算する。ここで、前述した如くフル PAM制御では入力電圧 Vin波形の全領域でスイッチングを行、、簡易 PAM制御では Vinのゼロクロス付近の領域のみでスイッチングを行う。即ち、簡易 PAM制御は変調度を 1に近づけるためにスイッチング素子 24をスイッチングする必要のある領域が狭ぐフル PA M制御は同じく変調度を 1に近づけるためにスイッチング素子 24をスイッチングする必要がある領域が拡張された状態と云える。

[0116] 次に、ステップ S72でフラグ Xがリセットされている力否か判断する。ここではリセットされて!/、るのでステップ S73に進み、スイッチング素子 24をスイッチングする必要のある領域 SPがこの場合の所定の上限値 (上限値は簡易 PAM制御におけるスィッチング領域より大きぐフル PAM制御におけるスイッチング領域 (全領域)より狭、値）である F+ β (第 1の値)より広いか否か判断する。そして、上限値 F+ β以下である場合、制御装置 14はステップ S 78に進んで現在実行して、る第 1の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

[0117] ここで、例えば電動機 1が高負荷状態となって入力電流 Iinがフル ΡΑΜ制御開始電流値 If start以上に上昇してフル P AM制御に切り替わり、領域 SPが前述した上限値 F+ βを超えた場合、制御装置 14はステップ S73からステップ S74に進んでフラグ Xをセット（1)し、次にステップ S75に進んで第 2の変調度調整モードに移行し、現在の Vdcを変化させずに維持したまま、前述した図 6の弱め磁束制御によって変調度を目標値の 0. 9 (1に近づける）に制御する。その後はステップ S72からステップ S76に進み、領域 SPが F— β (簡易 ΡΑΜ制御におけるスイッチング領域以下の値である第 2の値)より狭くなつた力否力判断し、否であればステップ S75に進んで第 2の変調度調整モードを継続する。

[0118] この第 2の変調度調整モードを実行して、る状態で、入力電流 Iinがフル ΡΑΜ制御終了電流値 Ifstop以下に低下して簡易 PAM制御に切り替わり、領域 SPが F— β 以下に縮小した場合、制御装置 14はステップ S76からステップ S77に進んでフラグ X をリセットし、ステップ S78に進んで第 2の変調度調整モードから第 1の変調度調整モードに復帰する。

[0119] 尚、実施例ではスイッチング素子 24のスイッチングをフル P AM制御と簡易 ΡΑΜ制御とで切り替えて実行する場合、即ち、スイッチング領域が二段階で切り替わる場合について説明したが、それに限らず、入力電流 Iinに応じてスイッチング領域 SPが三段階以上の更に複数の段階で、或いは、リニアに変化する制御方式でも良い。係る場合、実施例のようなヒステリシスをもった制御を行えば、スイッチング領域 SPが上限値 F+ j8近傍で変化した場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止できる。

[0120] この場合も同様に第 2の変調度調整モードにより、電圧変換回路 2の容量を大きくすること無ぐ高電圧仕様の電動機 1を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機 1に流れる電流を低減し、ィンバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第 2の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機 1の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

[0121] そして、この場合は変調度を 1に近づけるために、電圧変換回路 2を構成するスイツチング素子 24をスイッチングする必要のある領域 SPが拡大した場合に第 2の変調度調整モードを実行し、スイッチング素子 24をスイッチングする必要のある領域 SPが縮小した場合に第 1の変調度調整モードに切り替えるので、変調度を 1に近づけるために電圧変換回路 2のスイッチング素子 24をスイッチングする必要のある領域 SPが拡大したことから電圧変換回路 2による昇圧限界を見極め（実施例ではフル PAM制御に切り替わつたこと）、第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路 2における昇圧幅を抑えて電圧変換回路 2のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となる。

実施例 10

[0122] 次に、図 20は制御装置 14による実際の制御動作の更に他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置 14は電圧変換回路 2の効率 PCEに基づいて第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図 20のステップ S79で先ずフラグ Xをリセット (0)する。次に、ステップ S80で図 4の制御方式である第 1の変調度調整モードを実行し、インバータ 3からフィードバックされる変調度 (aZd) に応じて電圧変換回路 2から出力される出力電圧 Vdcを制御することで、変調度が目標値の 0. 9 (1に近づける）になるように制御する。

[0123] 次に、ステップ S81で Vdcを出力するために電圧変換回路 2の効率 PCEを計算又は計測する。この電圧変換回路 2の効率 PCEは出力される電力 Pdc (Vdcと Idcから算出される） Z入力される電力 Pin (Vinと Iin力も算出される）である（PCE = Pdc/P in) ₀電圧変換回路 2の効率 PCEは昇圧幅が拡大する程、低下する。

[0124] 次に、ステップ S82でフラグ Xがリセットされている力否か判断する。ここではリセットされているのでステップ S83に進み、現在の電圧変換回路 2の効率 PCEがこの場合の所定の下限値 (下限値は電圧変換回路 2の上限の昇圧幅における効率の限界値 )である G— β (第 1の値)より低いか否力判断する。そして、下限値 G— β以上である場合、制御装置 14はステップ S88に進んで現在実行している第 1の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

[0125] ここで、例えば電動機 1が高負荷状態となって直流電圧調整制御における昇圧幅が増大し、電圧変換回路 2の効率 PCEが低下して行って前述した下限値 G— より低下した場合、制御装置 14はステップ S83からステップ S84に進んでフラグ Xをセット（1)し、次にステップ S85に進んで第 2の変調度調整モードに移行し、現在の Vdc を変化させずに維持したまま、前述した図 6の弱め磁束制御によって変調度を目標値の 0. 9 (1に近づける）に制御する。その後はステップ S82からステップ S86に進み、効率 PCEが G+ β (第 2の値)より高くなつたか否力判断し、否であればステップ S8 5に進んで第 2の変調度調整モードを継続する。 [0126] 尚、この第 2の変調度調整モードを実行している状態で、昇圧幅が縮小されて行き、効率 PCEが G+ |8より上に向上した場合、制御装置 14はステップ S86からステップ S87に進んでフラグ Xをリセットし、ステップ S88に進んで第 2の変調度調整モードから第 1の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、効率 PCEが下限値 G— 近傍で変化した場合にも、第 1の変調度調整モードと第 2の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

[0127] この場合も同様に第 2の変調度調整モードにより、電圧変換回路 2の容量を大きくすること無ぐ高電圧仕様の電動機 1を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機 1に流れる電流を低減し、ィンバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第 2の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機 1の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

[0128] そして、この場合は電圧変換回路 2の効率 PCEが低下した場合に第 2の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路 2の効率 PCEが向上した場合に第 1の変調度調整モードに切り替えるので、昇圧幅が拡大することで低下する効率 PCEに基づ、て電圧変換回路 2による昇圧限界を見極め、第 1の変調度調整モードから第 2の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路 2における昇圧幅を抑えて電圧変換回路 2のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となる。

[0129] 尚、上記各実施例で示した数値や制御量を決定する方式はそれに限られるものでは無く、当該電動機に応じて適宜決定するものとする。

図面の簡単な説明

[0130] [図 1]本発明の駆動装置の実施例の回路図である。

[図 2]図 1の整流回路の電気回路図である。

[図 3]図 1の電圧変換回路の高調波電流抑制機能を説明する図である。

[図 4]図 1の駆動装置の制御装置による第 1の変調度調整モードの制御方式を示す図である。

[図 5]図 1の電圧変換回路が出力する直流電圧とインバータの出力電圧を示す図である。

圆 6]図 1の駆動装置の制御装置による第 2の変調度調整モードの制御方式を示す図である。

[図 7]図 1の電動機の q軸電流と d軸電流のベクトル図である。

圆 8]図 1の駆動装置の制御装置の制御動作を説明するフローチャートである（実施例 1)。

[図 9]図 8の制御動作による電動機の出力と Vdcの関係を示す図である。

[図 10]図 1の駆動装置の制御装置のもう一つの制御動作を説明するフローチャートである（実施例 2)。

圆 11]図 1の駆動装置のインバータを構成するスイッチング素子を示す図である。圆 12]図 1の電圧変換回路の回路構成を示す図である。

圆 13]図 1の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチヤートである（実施例 3)。

圆 14]図 1の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチヤートである（実施例 4)。

圆 15]図 1の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチヤートである（実施例 5)。

圆 16]図 1の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチヤートである（実施例 6)。

圆 17]図 1の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチヤートである（実施例 7)。

圆 18]図 1の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチヤートである（実施例 8)。

圆 19]図 1の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチヤートである（実施例 9)。

圆 20]図 1の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチヤートである（実施例 10)。

Claims

請求の範囲

[1] 直流電圧の値を変更して出力する電圧変換回路と、スイッチング素子のスィッチング動作により前記電圧変換回路力も出力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を制御すると共に、前記スイツチング素子により前記インバータの出力電圧を制御して電動機を駆動する制御手段とを備えた電動機の駆動装置において、

前記制御手段は、前記インバータによる前記直流電圧の変調度に基づき、当該変調度が 1に近づく方向で前記電圧変換回路から出力される直流電圧を制御する直流電圧調整制御を実行することを特徴とする電動機の駆動装置。

[2] 前記制御手段は、前記変調度を 1に対して所定の余裕をもつように前記電圧変換回路から出力される直流電圧を制御することを特徴とする請求項 1に記載の電動機の駆動装置。

[3] 前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を 1に近づける第 1 の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによつて前記変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有し、前記電圧変換回路から出力される直流電圧値が上昇して第 1の値を超えた場合、前記第 2の変調度調整モードを実行し、前記電圧変換回路から出力される直流電圧値が降下して前記第 1の値より低い第 2の値より低くなつた場合、前記第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項 1又は請求項 2に記載の電動機の駆動装置。

[4] 前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を 1に近づける第 1 の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによつて前記変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有し、前記電圧変換回路から出力される直流電圧値と当該電圧変換回路に入力される直流電圧値との差が拡大して第 1の値を超えた場合、前記第 2の変調度調整モードを実行し、前記電圧変換回路力出力される直流電圧値と当該電圧変換回路に入力される直流電圧値との差が縮小して前記第 1の値より小さい第 2の値より小さくなつた場合、前記第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項 1又は請求項 2に記載の電動機の駆動装置。

[5] 前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を 1に近づける第 1 の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによつて前記変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有し、前記電圧変換回路に入力される直流電圧値に対する当該電圧変換回路から出力される直流電圧値の比が上昇して第 1の値を超えた場合、前記第 2の変調度調整モードを実行し、前記電圧変換回路に入力される直流電圧値に対する当該電圧変換回路力出力される直流電圧値の比が低下して前記第 1の値より小さい第 2の値より低くなつた場合、前記第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項 1又は請求項 2に記載の電動機の駆動装置。

[6] 前記電圧変換回路を構成するリアタトルに流れる電流を検出する電流検出手段を備え、

前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって前記変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有し、前記電流検出手段の出力に基づき、前記リアタトルに流れる電流値が上昇して第 1の値を超えた場合、前記第 2の変調度調整モードを実行し、前記リアタトルに流れる電流値が降下して前記第 1の値より低い第 2の値より低くなつた場合、前記第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項 1又は請求項 2に記載の電動機の駆動装置。

[7] 前記電圧変換回路を構成するリア外ルの温度を検出する温度検出手段を備え、前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を 1に近づける第 1の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって前記変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有し、前記温度検出手段の出力に基づき、前記リアタトルの温度が上昇して第 1の値を超えた場合、前記第 2の変調度調整モードを実行し、前記リアタトルの温度が降下して前記第 1の値より低い第 2の値より低くなつた場合、前記第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項 1又は請求項 2に記載の電動機の駆動装置。

[8] 前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を 1に近づける第 1 の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによつて前記変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有し、前記電圧変換回路を構成するスイッチング素子の ONデューティーが上昇して第 1の値を超えた場合、前記第 2の変調度調整モードを実行し、前記スイッチング素子の ONデューティーが低下して前記第 1の値より小さい第 2の値より低くなつた場合、前記第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項 1又は請求項 2に記載の電動機の駆動装置。

[9] 前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を 1に近づける第 1 の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによつて前記変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有し、前記変調度を 1に近づけるために、前記電圧変換回路を構成するスイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が拡大して第 1の値を超えた場合、前記第 2の変調度調整モードを実行し、前記スイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が縮小して前記第 1 の値より小さい第 2の値より小さくなつた場合、前記第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項 1又は請求項 2に記載の電動機の駆動装置。

[10] 前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を 1に近づける第 1 の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無ぐ前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによつて前記変調度を 1に近づける第 2の変調度調整モードとを有し、前記電圧変換回路の効率が低下して第 1の値より低くなつた場合、前記第 2の変調度調整モードを実行し、前記電圧変換回路の効率が向上して前記第 1の値より大きい第 2の値より高くなつた場合、前記第 1の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項 1又は請求項 2に記載の電動機の駆動装置。