WO2007018227A1 - 絶縁型スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

　１次側に電力スイッチ（４）を一定周期でターンオンさせる発振回路（１２）を備える。２次側には出力電圧を検知して基準となる三角波信号と比較することによって電力スイッチ（４）をターンオフするオフ信号を出力するオン期間制御回路（２９）を備える。１次側と２次側の間にはオン信号を伝送する絶縁信号伝送回路（２５）を備える。そして、１次側にオン信号に基づいて電力スイッチ（４）をターンオフさせる電力スイッチオフ回路（１９）を備える。

Description

明 細 書

絶縁型スイッチング電源装置

技術分野

[0001] 本発明は、絶縁型のスイッチング電源装置、特にフォト力ブラを用いずに 2次側から 1次側へ制御量を伝達して直接制御を行うことができ、し力も過渡応答性の良 、絶縁 型のスイッチング電源装置に関する。

背景技術

[0002] 図 10に、従来の絶縁型スイッチング電源装置の一例（従来例 1)の回路図を示す。

従来例 1は伝統的な出力電圧のフィードバック方法を用いた定電圧出力の一石共振 リセットフォワードコンバータである。

[0003] 図 10に示した絶縁型スイッチング電源装置 100において、電力伝送トランス 3は 1 次コイル 3Aと 2次コイル 3Bを備える。 1次コイル 3Aの一端は +側入力端子 1に接続 され、他端は電力スィッチ 4を介して 側入力端子 2に接続されている。電力スィッチ 4のゲートは PWM制御 IC69に接続されて!、る。

[0004] 電力スィッチ 4のオン、オフを行う制御回路である PWM制御 IC69は 1次側に設け られており、コンパレータ 71と、その反転入力端子に接続されたランプ電圧波形発生 回路 70を備えている。直流電源 72と—側入力端子 2の間には抵抗 73とフォトトラン ジスタ 74B力もなる直列回路が接続され、その接続点はコンパレータ 71の非反転入 力端子に接続されている。

[0005] 2次コイル 3Bの一端は +側出力端子 10に接続され、他端は整流側同期整流器 5 とチョークコイル 8を順に介して—側出力端子 11に接続されている。 +側出力端子 1 0と—側出力端子 11の間には平滑用のコンデンサ 9が接続されている。整流側同期 整流器 5とチョークコイル 8の接続点と 2次コイル 3Bの一端との間には転流側同期整 流器 6が接続されている。整流側同期整流器 5と転流側同期整流器 6のゲートは同 期整流器駆動回路 7に接続されている。

[0006] +側出力端子 10と—側出力端子 11の間には発光ダイオード 74Aおよびシャントレ ギユレータ 75からなる直列回路と、抵抗 160および抵抗 162からなる直列回路がそ れぞれ接続され、抵抗 160と抵抗 162の接続点はシャントレギュレータ 75のゲートに 接続されて 、る。この 2次側の発光ダイオード 74Aと 1次側のフォトトランジスタ 74Bで フォト力ブラ 74を構成して 、る。

[0007] 絶縁型スイッチング電源装置 100では、 +側入力端子 1、 一側入力端子 2の間に加 わる直流入力電圧を電力伝送トランス 3の 1次コイル 3Aを介して接続された電力スィ ツチ 4がスイッチングして交流に変換する。電力伝送トランス 3が 1次コイル 3Aから 2次 コイル 3Bに電力を伝送し、整流側同期整流器 5、転流側同期整流器 6で整流した後 、チョークコイル 8、コンデンサ 9で構成する出力フィルターが平滑する事で、交流を 再度直流に変換して +側出力端子 10、 一側出力端子 11から直流電圧を出力する。

[0008] 出力電圧のフィードバックにおいては、抵抗 160, 162で分圧した電圧をシャントレ ギユレータ 75の基準電圧と比較して直流信号の形で誤差信号を発生し、この誤差信 号を直流信号のままフォト力ブラ 74で 2次側から 1次側に伝送する。 1次側では、誤 差信号を PWM制御 IC69に入力し、その内部に形成されたコンパレータ 71でランプ 電圧波形発生回路 70の発生したランプ電圧波形と比較し、 PWM変調された方形波 である電力スィッチ駆動信号を発生する。電力スィッチ駆動信号のオンオフタイミン グに従って電力スィッチ 4を駆動する事により、制御量である出力電圧が一定の電圧 値に安定ィ匕される。

[0009] 図 11に、従来のスイッチング電源装置の別の例（従来例 2)の回路図を示す。従来 例 2は特許文献 1の図 8に示されているものである。従来例 2の制御方法は、ヒステリ シス制御、リップル制御、またはバンバン制御と呼ばれており、入力電圧、出力電流 の急峻な変動に対する応答性が優れた方法として一般に知られている。伝統的なヒ ステリシス制御は、出力電圧リップルをランプ電圧として用いて電力スィッチのオンデ ユーティ比を決定するため、平滑コンデンサの ESR (等価直列抵抗）、 ESL (等価直 列インダクタンス)等、出力側の状態に特性が依存しやすいが、従来例 2はコンパレ ータ出力の積分波形を前記リップル電圧に重畳してランプ電圧を形成する事で出力 の影響を軽減している。

[0010] 伝統的なヒステリシス制御は主に非絶縁型スイッチング電源で用いられて 、るが、 特許文献 1の図 8の回路では 1次側電力スィッチをドライブトランス、コンデンサ等の 絶縁素子を介して 2次側から駆動する事で、絶縁型スイッチング電源にヒステリシス制 御を適用する事を提案している。従来例 2はフォワードコンバータにヒステリシス制御 を適用した例である。

[0011] 図 12に、従来のスイッチング電源装置のさらに別の例（従来例 3)の回路図を示す 。また、その静的レギュレーション特性を図 13に示す。正の半面は入力側から出力 側に電流が流れる領域、負の半面は出力側から入力側に電流が流れる逆流電流領 域を示している。従来例 3は特許文献 2に開示されているもので、図 12、図 13はそれ ぞれ特許文献 2の図 8、図 5に示されている。

[0012] 従来例 3は同期整流器を用いた間接制御方式の絶縁型スイッチング電源で出力側 から入力側に逆流する電流の電流量を抑制する回路である。逆流電流が、電力スィ ツチの寄生ダイオードを逆流する期間においては、電力スィッチ駆動信号をオフした 後もドレイン電圧がほぼ OVで維持される期間が生じる事から、ゲート電圧、ドレイン電 圧が共に Lレベルの状態を検出すると逆流状態と判断し、出力電圧を更に増加しな いと逆流電流が増カロしないような保護動作を行い、その結果、図 13に示すような静 的レギュレーション特性が得られる。従来例 3の逆流電流抑制回路は、並列運転する 絶縁型スイッチング電源同士の電流バランスが崩れて一方の出力力も他方の出力に 逆流電流が流入する逆流電流や、入力急変、負荷急変によって出力電圧が過渡的 に増加した後に平滑コンデンサの蓄積電荷によって発生する逆流電流に対して電流 量を抑制する効果を有する。

特許文献 1：特開 2004— 208440号公報

特許文献 2：特開 2003— 88114号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0013] 従来例 1において誤差信号を 2次回路から 1次回路へ伝送するフォト力ブラは一般 的に絶対最大定格温度が 100°C程度であるため、使用温度範囲の広いスイッチング 電源ではディレーティングを考慮すると採用できない。 CTR (電流伝達率)の経年劣 ィ匕も信頼性上の問題になる。

[0014] また、従来例 1で用いている伝統的な PWM制御は、出力フィルターの遮断周波数 、誤差アンプの遮断周波数、フォト力ブラの伝送遅れ等の問題があり、過渡応答性が 悪い。そのため、入力電圧、出力電流の急峻な変動に対して、出力電圧が大きく変 動するという問題がある。

[0015] 従来例 2では、リップル電圧にコンパレータ出力の積分波形を重畳している力 出 力フィルターの影響が残存し、出力状態によってスイッチング周波数が変動する。例 えば、スイッチング電源の出力に低 ESRの平滑コンデンサを追加すると、リップル電 圧が小さくなる事から、スイッチング周波数が低下する。また、出力電圧の過渡的な 変動でもスイッチング周波数が変動する。すなわち、使用状態によってスイッチング 周波数が変化する事になり、絶縁型スイッチング電源の設計が困難になる問題が生 じる。

[0016] 例えば、絶縁型スイッチング電源の使用状態によってスイッチング周波数が変動す ると、絶縁型スイッチング電源の設計に制約が生じ、使用可能な主回路方式も限定さ れる。例えば、共振リセットフォワードコンバータだと、周波数の低下によって主スイツ チにサージ電圧が発生するので採用は難しい。また、入出力フィルタは最も低い周 波数に合わせて設計する必要があるので、スイッチング周波数の変動範囲が大き ヽ と入出力フィルタの大型化を招く。

[0017] また、従来例 2では、 2次側に制御回路を備え、 1次側の電力スィッチを絶縁素子を 介して 2次側から駆動する構成となっている力 2次側制御回路の起動電力は電力 伝送トランスからは供給できないため、別経路の 2次起動電力供給回路を設ける必要 力ある。 2次起動電力供給回路は実質的にスィッチ素子、トランス等を備える小容量 の絶縁型スイッチング電源となるので、形状が大きぐ高価な部品となる。さらに、電 カスイッチを制御する信号を伝送する絶縁素子を形成するドライブトランス等はスイツ チング周波数で動作することになるので、比較的低周波での動作となり、形状の大き い部品が必要になるという問題がある。

[0018] さらに、ヒステリシス制御は誤差信号を増幅する回路部分を持たな 、ために、伝統 的な PWM制御と比較して静的レギュレーション特性が劣っており、出力電圧精度の 規格が厳 、と対応できない問題がある。

[0019] 従来例 3では逆流電流を抑制するために、制御回路とは別に逆流電流抑制回路を 設ける必要があり、その分だけ部品点数が増加し、回路構成が複雑ィ匕するのでコスト 、小型化の観点力 問題がある。

[0020] 本発明は上記の問題点を解決することを目的とするものである。

課題を解決するための手段

[0021] 上記目的を達成するために、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、少なくとも 1 次コイルおよび 2次コイルを有する電力伝送トランスと、前記 1次コイルに流れる電流 をスイッチングする少なくとも 1個の電力スィッチと、前記 2次コイルに接続された整流 回路および平滑回路とを備え、前記電力スィッチのオン、オフを制御することによつ て出力の制御量が目標値に一致するように制御する絶縁型スイッチング電源装置に おいて、 2次側に設けられるとともに前記制御量の変化に基づいて前記電力スィッチ にターンオンおよびターンオフのいずれか一方のスイッチング動作をさせるタイミング 信号を出力するタイミング信号出力手段と、前記タイミング信号を 2次側から 1次側へ 絶縁して伝送するタイミング信号伝送手段と、 1次側に設けられるとともに前記タイミン グ信号に基づいて前記電力スィッチにスイッチング動作をさせる電力スィッチ制御手 段とを備えることを特徴とする。

[0022] また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、前記電力スィッチを一定周期、一 定時比率でスイッチングする信号を出力する発振回路を 1次側に備え、前記タイミン グ信号によるスイッチング動作が行われた場合には、次に前記発振回路から出力さ れる前記タイミング信号と同じ方向のスイッチング動作を行わせる信号がマスクされる ことを特徴とする。さらに、前記タイミング信号によるスイッチング動作が行われた場合 に、次の前記発振回路から出力される信号による逆方向のスイッチング動作が行わ れるまでの間の前記電力スィッチのスイッチングを禁止する複数駆動防止回路を備 えることを特徴とする。その際、前記発振回路の出力信号で前記電力スィッチを一定 周期でターンオンさせ、前記タイミング信号で前記電力スィッチをターンオフさせるも のであっても、逆に前記発振回路の出力信号で前記電力スィッチを一定周期でター ンオフさせ、前記タイミング信号で前記電力スィッチをターンオンさせるものであって も構わない。

[0023] また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、前記電力スィッチが、自動的に前 記タイミング信号によるスイッチング動作とは逆のスイッチング動作をするように構成さ れていることを特徴とする。その際、前記タイミング信号で前記電力スィッチをターン オフさせ、オン期間に対応する長さのオフ期間をおいて前記電力スィッチが自動的 にターンオンすることを特徴とする。

[0024] また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、前記タイミング信号伝送手段が 1 次側と 2次側の間に設けられた信号伝送トランスであることを特徴とする。さらに、前 記信号伝送トランスは、前記電力伝送トランス、または前記平滑回路の構成部品であ るチョークコイルと同一のコアを共用する複合磁性部品として形成されていることを特 徴とする。

[0025] また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、前記タイミング信号伝送手段が 1 次側と 2次側の間に設けられた信号伝送コンデンサであることを特徴とする。さらに、 前記電力伝送トランスを搭載する多層回路基板を備え、該多層回路基板内に絶縁 層を介して形成されたパターン間の容量を前記信号伝送コンデンサとして利用する ことを特徴とする。

[0026] また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、前記電力伝送トランスに、前記タイ ミング信号に基づいて前記電力伝送トランスのリセット電圧を変化させる 3次コイルと、 前記電力伝送トランスのリセット電圧の変化を検知する 4次コイルを有し、前記電力伝 送トランスが前記タイミング信号伝送手段を兼ねることを特徴とする。その際、前記 3 次コイルとコンデンサとスィッチ素子力 なるアクティブクランプ回路を 2次側に備え、 前記タイミング信号で前記スィッチ素子をターンオフすることを特徴とする。

[0027] また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、前記タイミング信号出力手段は、 ( 前記タイミング信号の出力が可能な期間の開始後に)前記制御量とその目標値を直 接的もしくは間接的にコンパレータで比較し、該コンパレータの 2つの入力の大小関 係が切り換わって出力が切り換るタイミングをタイミング信号として出力することを特徴 とする。し力も、前記タイミング信号出力手段は、（前記タイミング信号の出力が可能 な期間の開始時において)前記タイミング信号を出力すべき条件が満たされている場 合には、直ちに前記タイミング信号を出力することを特徴とする。さらに、前記制御量 および前記目標値のいずれか一方に、直接的もしくは間接的に前記電力スィッチの スイッチングと同期したランプ電圧を重畳するランプ電圧重畳手段を備えることを特 徴とする。また、 2次側に出力チョークコイルを備え、前記ランプ電圧を前記出力チヨ ークコイルの積分波形を用いて発生させることを特徴とする。そして、外乱に対して前 記タイミング信号出力手段より緩やかに応答して前記制御量と前記目標値の静的な 偏差を低減する静的偏差低減回路を備えることを特徴とする。

発明の効果

[0028] 本発明は、フォト力ブラを用いないで絶縁型の自動制御回路を構成できるので、フ オト力ブラに起因する問題を回避する事が可能であり、 CTRの経年劣化を回避でき るだけでなぐ絶縁型スイッチング電源装置の動作周囲温度を広く設定する事が可 能になる。また、外乱に対してパルスバイノ ルス動作で応答するので優れた過渡応 答性が実現できる。

[0029] また、電力スィッチを制御する制御回路を 1次側に備えるため、電力伝送トランスと は別系統の 2次起動電力供給回路は不要である。また、 2次側から 1次側へはタイミ ング信号を送るだけなので、信号伝送手段をスイッチング周波数より高周波で駆動で き、回路の簡略化、部品の小型化が可能であり、絶縁型スイッチング電源装置の小 型化、低コストィ匕の観点で有利である。また、固定スイッチング周波数のスイッチング 電源装置に適用した際、出力状態によるスイッチング周波数の変動が起こらないの で設計が容易である。また、必要に応じて静的偏差低減回路を追加する事で、ヒステ リシス制御のスイッチング電源装置よりも静的な偏差を低減可能であり、例えば定電 圧出力のスイッチング電源装置では優れた出力電圧精度を実現できる。

[0030] 更に、本発明では同期整流器の逆流抑制回路を設けないでも、逆流電流を抑制で きる特性を実現できるので、部品点数の削減と回路構成の簡略ィ匕に有利である。 図面の簡単な説明

[0031] [図 1]本発明の絶縁型スイッチング電源装置の一実施例の回路図である。

[図 2]図 1の絶縁型スイッチング電源装置の各部の動作波形を示す波形図である。

[図 3]本発明の絶縁型スイッチング電源装置の別の実施例の回路図である。

[図 4]本発明の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図である。

[図 5]図 4の絶縁型スイッチング電源装置の各部の動作波形を示す波形図である。 圆 6]本発明の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図である。

[図 7]図 6の絶縁型スイッチング電源装置の各部の動作波形を示す波形図である。 圆 8]本発明の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図である。

[図 9]図 8の絶縁型スイッチング電源装置の各部の動作波形を示す波形図である。 圆 10]従来の絶縁型スイッチング電源装置の一例を示す回路図である。

圆 11]従来の絶縁型スイッチング電源装置の別の例を示す回路図である。

圆 12]従来の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の例を示す回路図である。

[図 13]図 12の絶縁型スイッチング電源装置における静的レギュレーション特性を示 す特性図である。

符号の説明

1ー+側入力端子

2…一側入力端子

3···電力伝送トランス

3Α···1次コイル

3Β···2次コイル

3C"'3次コイル

3D· "4次コイル

4…電力スィッチ

5···整流側同期整流器

6···転流側同期整流器

7···同期整流器駆動回路

8···チョークコイル

8'···チョークトランス

8Α···1次コイル

8Β···2次コイル

9···平滑用コンデンサ

10···+側出力端子

11…一側出力端子 12、 200、 210···発振回路

19···電力スィッチオフ回路

20、 30 '"ANDゲート

21、 51···スィッチ素子

22···複数駆動防止回路

25· ··絶縁信号伝送回路 (タイミング信号伝送手段）

26…信号伝送トランス

27、 33、 34、 50···コンデンサ

29、 211···オン期間制御回路 (タイミング信号出力手段）

31、 202···コンノルータ

32、 35、 36、 38、 45、 47、 76、 55···抵抗

37…基準電圧源

39···コモンモードノイズ除去用コンデンサ

40···電力スィッチオン回路 (電力スィッチ制御手段）

41、 56- NORゲート

42…信号伝送コンデンサ (タイミング信号伝送手段）

43、 201…オフ期間制御回路 (タイミング信号出力手段）

44、 57···インバータ

46…検出レベル調整電圧源

49···アクティブクランプ回路

77· "ダイオード

54···ゼロ電圧状態検出回路

63···静的偏差低減回路

110、 120、 130、 140、 150…絶縁型スイッチング電源装置

発明を実施するための最良の形態

(実施例 1)

図 1に、本発明の絶縁型スイッチング電源装置の一実施例（実施例 1)の回路図を 示す。図 1に示した絶縁型スイッチング電源装置 110は、一石共振リセットフォワード コンバータである。図 1において、図 10と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付 す。

[0034] 図 1に示した絶縁型スイッチング電源装置 110において、電力伝送トランス 3は 1次 コイル 3Aと 2次コイル 3Bを備える。 1次コイル 3Aの一端は +側入力端子 1に接続さ れ、他端は Nチャネル MOSFETで構成する電力スィッチ 4を介して 側入力端子 2 に接続されている。

[0035] 1次側には発振回路 12が設けられており、その出力は ANDゲート 20の一方の入 力に接続されており、 ANDゲート 20の出力は電力スィッチ 4のゲートに接続されてい る。 ANDゲート 20の他方の入力と 側入力端子 2との間には Nチャネル MOSFET で構成するスィッチ素子 21が接続されている。 ANDゲート 20とスィッチ素子 21で電 カスイッチ制御手段である電力スィッチオフ回路 19が構成されている。さらに、スイツ チ素子 21のゲート'ソース間には信号伝送トランス 26の 1次コイル 26Aが接続されて いる。

[0036] 発振回路 12はインバータ 13、 14、抵抗 15、 17、ダイオード 16、コンデンサ 18で形 成された無安定マルチバイブレータである。発振回路 12の出力はほぼ一定の周波 数の信号となる力 抵抗 15とダイオード 16の働きにより Hレベル期間の方が Lレベル 期間より広くなつて 、る。この信号で ANDゲート 20を介して電力スィッチ 4を駆動す る。発振回路 12の出力の Lレベル期間は ANDゲート 20の出力ももう 1つの入力の状 態によらず Lレベルとなって電力スィッチ 4が必ずオフするマスク期間になる。電カス イッチ 4のオフ期間は発振回路 12の出力の Lレベル期間より短くなることはないので 、発振回路 12の出力が電力スィッチ 4の最大オンデューティを決める信号 (デューテ ィ max信 )になる。

[0037] 発振回路 12の最終出力段のインバータ 14の入力側の信号は発振回路 12の出力 とは反転した信号になる力 この点とスィッチ素子 21のドレインとの間にはダイオード 23と抵抗 24が直列に接続されて 、る。このダイオード 23と抵抗 24で複数駆動防止 回路 22が構成されている。複数駆動防止回路 22の機能については後述する。

[0038] 電力伝送トランス 3の 2次コイル 3Bの一端は +側出力端子 10に接続され、他端は 整流側同期整流器 5とチョークトランス 8'の 1次コイル 8Aを順に介して 側出力端子 11に接続されて 、る。 +側出力端子 10と—側出力端子 11の間には平滑用のコンデ ンサ 9が接続されている。整流側同期整流器 5とチョークトランス 8'の 1次コイル 8Aの 接続点と 2次コイル 3Bの一端との間には転流側同期整流器 6が接続されている。整 流側同期整流器 5と転流側同期整流器 6のゲートは同期整流器駆動回路 7に接続さ れている。

[0039] 2次側にはコンパレータ 31が設けられており、その非反転入力端子は +側出力端 子 10に接続されている。また、—側出力端子 11に対して所定の基準電圧を発生す る基準電圧源 37を備えており、その出力を抵抗 36および抵抗 35で分圧した分圧点 力 Sコンパレータ 31の反転入力端子に接続されている。さらに、チョークトランス 8'の 1 次コイル 8Aに並列に抵抗 32およびコンデンサ 33からなる直列回路が接続されてお り、その接続点もコンデンサ 34を介してコンパレータ 31の反転入力端子に接続され ている。

[0040] コンパレータ 31の出力は ANDゲート 30の一方の入力に接続されている。チョーク トランス 8'の 2次コイル 8Bは一端が—側出力端子 11に接続され、他端が ANDゲー ト 30の他方の入力に接続されている。 ANDゲート 30の出力はコンデンサ 27と信号 伝送トランス 26の 2次コイル 26Bを介して—側出力端子 11に接続されて!、る。 2次コ ィル 26Bの両端にはダイオード 28が接続されている。

[0041] このコンパレータ 31、基準電圧源 37、抵抗 35、抵抗 36、チョークトランス 8，、抵抗 32、コンデンサ 33、 ANDゲート 30でタイミング信号出力手段であるオン期間制御回 路 29を構成している。また、コンデンサ 27、ダイオード 28、および信号伝送トランス 2 6でタイミング信号伝送手段である絶縁信号伝送回路 25を構成している。

[0042] このように構成された絶縁型スイッチング電源装置 110の動作を図 2に示した動作 波形を参照して説明する。最初は通常のスイッチング動作について、例えば図 2の B 点より 2サイクルほど手前の動作波形に基づいて説明する。

[0043] まず、発振回路 12の出力が Lレベルの時には、それが一方の入力に印加される A NDゲート 20の出力ももう一方の入力の状態によらず Lレベルになるので電力スイツ チ 4はオフとなる。スィッチ素子 21のゲートは信号伝送トランス 26の 1次コイル 26Aを 介してグランドレベルになっているためスィッチ素子 21はオフとなっている。また、発 振回路 12におけるインバータ 14の入力側は Hレベルなので、ダイオード 23と抵抗 2 4を介して電流が流れ、オフ状態にあるスィッチ素子 21のドレイン 'ソース間の寄生容 量を充電するため、スィッチ素子 21のドレイン、すなわち ANDゲート 20の他方の入 力は Hレべノレになる。

[0044] この状態において発振回路 12の出力が Hレベルに変わると ANDゲートの出力も H レベルになって電力スィッチ 4がターンオンし、電力伝送トランス 3の 1次コイル 3Aに 電流が流れ始める。同時に同期整流器駆動回路 7によって整流側同期整流器 5がォ ンに、転流側同期整流器 6がオフになり、 2次コイル 3Bにもチョークトランス 8'の 1次 コイル 8Aおよび整流側同期整流器 5を介して電流が流れ始める。このように電力スィ ツチ 4のターンオンのタイミングは 1次側の発振回路 12の出力の立ち上がりタイミング に依存する。すなわち電力スィッチ 4のターンオンのタイミングは 1次側で制御される

[0045] コンパレータ 31の非反転入力端子には制御量である出力電圧（+側出力端子 10 の電圧）が直接入力されており、反転入力端子には目標値である基準電圧源 37を 抵抗 35、 36によって分圧した電圧が入力されており、制御量と目標値を間接的に比 較している。チョークトランス 8'の 1次コイル 8A両端の電圧を抵抗 32、コンデンサ 33 で積分し、コンデンサ 34で直流分をカットしたランプ電圧を抵抗 35、 36の接続点に 印加することによって基準電圧源 37の分圧電圧にランプ電圧を重畳して 、る。言 ヽ 換えると、 目標値である基準電圧源に、分圧抵抗を用いて間接的にランプ電圧を重 畳している。さらに、制御量である出力電圧にもリップル電圧が重畳されており、ラン プ電圧の傾きを強める方向に作用する。

[0046] コンパレータ 31の出力は ANDゲート 30の一方の入力に印加される。 ANDゲート 3 0の他方の入力に接続されたチョークトランス 8，の 2次コイル 8Bの出力は Hレベルに なる期間が電力スィッチ 4のオン期間とほぼ一致している。すなわち、 2次コイル 8Bの 出力を電力スィッチオン期間の検出に用いることができる。そのため、電力スィッチ 4 のオン期間にのみコンパレータ 31の出力が ANDゲート 30を介してそのまま出力さ れる。

[0047] 電力スィッチ 4がオンしている状態で低下傾向にあったコンパレータ 31の反転入力 端子の電圧が出力電圧を下回るとコンパレータ 31の出力が Hレベルとなり、 ANDゲ ート 30の出力が Hレベルに変化する。 ANDゲート 30の出力はコンデンサ 27で直流 分がカットされ、 Lレベルから Hレベルへのレベル変化に対応した信号のみが電力ス イッチ 4をターンオフさせるためのオフ信号として信号伝送トランス 26の 2次コイル 26 Bから 1次コイル 26Aに絶縁して伝送される。この場合のオフ信号はコンパレータ 31 の出力の Lレベル力 Hレベルへの変化をトリガとして出力されることになる。

[0048] なお、ダイオード 28はオフ信号伝送時に励磁した信号伝送トランス 26のコアをリセ ットする機能を有する。また、信号伝送トランス 26を、電力伝送トランス 3、もしくはチヨ ークトランス 8'と同一のコアを共用する複合磁性部品として形成し、部品の小型化、 低価格ィ匕を図る事も可能である。このような複合磁性部品の形成方法については、 例えば特開 2000— 260639号公報に開示されている。

[0049] 信号伝送トランス 26の 1次コイル 26Aから出力されたオフ信号はスィッチ素子 21の ゲートに印加され、スィッチ素子 21は短時間だけオンする。スィッチ素子 21がオンし ている間にその寄生容量に蓄積された電荷が放電され、 ANDゲート 20の他方の入 力が Lレベルに切り替わる。それによつて ANDゲート 20の出力力 レベルになり、電 カスイッチ 4がターンオフする。このように、信号伝送トランス 26を介して 2次側から 1 次側に伝送されるオフ信号によって電力スィッチ 4のターンオフが制御される。すな わち電力スィッチ 4のターンオフのタイミングは 2次側力も制御される。よって、このォ フ信号が絶縁型スイッチング電源装置 110にお ヽてのタイミング信号となる。

[0050] 発振回路 12の出力が Hレベルの期間にはインバータ 14の入力側は Lレベルであり 、ダイオード 23と抵抗 24を介する電流が流れることはない。よって、電力スィッチ 4が ターンオフした後でスィッチ素子 21が再びオフになってもドレイン 'ソース間の寄生容 量が充電されることはなぐ ANDゲート 20の他方の入力は Lレベルを維持する。その ため、発振回路 12の出力が Hレベルの期間には何らかの理由で信号伝送トランス 2 6を介して再度オフ信号を受信したとしてもー且ターンオフした電力スィッチ 4が再び ターンオン、オフを繰り返すことはない。すなわち、このダイオード 23と抵抗 24で構成 される回路は、オフ信号を発振回路 12の 1周期に 1回しか受信できないように制限す る事で、 1周期に 2回電力スィッチ駆動信号が発生して不安定な制御動作になる事を 防止している。そのため、この回路を複数駆動防止回路 22と称している。

[0051] 電力スィッチ 4がターンオフするとコンパレータ 31の反転入力端子の電圧が上昇に 転じ、出力電圧を上回るとコンパレータ 31の出力が Lレベルとなり、 ANDゲート 30の 出力も Lレベルに戻る。但し、このレベル変化は 1次側に伝送されることはない。

[0052] また、電力スィッチ 4がターンオフすると電力伝送トランス 3の 1次コイル 3Aには一 時的に電力スィッチ 4の寄生容量との間の共振電流が流れ、その後電流が流れなく なる。同時に同期整流器駆動回路 7によって整流側同期整流器 5がオフに、転流側 同期整流器 6がオンになり、チョークトランス 8'の 1次コイル 8Aおよび転流側同期整 流器 6を介して転流電流が流れるようになる。これは次に発振回路 12の出力が Hレ ベルに変わることによって電力スィッチ 4がターンオンするまで続く。

[0053] 絶縁型スイッチング電源装置 110においては、通常動作時にはこのようにして発振 回路 12の発振周波数で電力スィッチ 4のスイッチング動作が繰り返される。

[0054] なお、発振回路 12の発振周波数はマルチバイブレータの定数で決まっているので 、この絶縁型スイッチング電源装置 110はほぼ固定のスイッチング周波数で動作する 。絶縁型スイッチング電源の出力の状態は、発振回路 12に影響を及ぼさない。その ため、出力の状態によるスイッチング周波数の変動が生じないので、絶縁型スィッチ ング電源の設計が容易になる。

[0055] また、 2次側から 1次側へ伝送されるオフ信号 (タイミング信号）は ANDゲートの出 力の変化のみを情報とする信号であり、信号の周波数はスイッチング周波数に比べ て高い周波数となる。そのため、信号伝送トランス 26としては小型化、低価格化が可 會 になる。

[0056] 次に、出力電圧の急変時について説明する。図 2では A点以降において、入力電 圧の急激な低下、または負荷電流の急激な増加により、出力電圧が急激に低下した 後、電力スィッチの PWM制御動作によって出力電圧が規定値に回復する様子を示 している。

[0057] まず、電力スィッチ 4は発振回路 12の出力が Hレベルに変わるタイミングでターン オンする。このとき、上述のように ANDゲート 20の他方の入力は Hレベルとなってい るが、出力電圧が低くてコンパレータ 31の非反転入力端子の電圧が反転入力端子 の電圧を上回らな 、と 2次側ではオフ信号が発生しな!、ので、 ANDゲート 20の他方 の入力は Hレベルが維持される。そのうちに発振回路 12の出力が Lレベルに変わる と ANDゲート 20の出力が Lレベルになり電力スィッチ 4がターンオフする。この場合 は発振回路 12の出力のみで電力スィッチ 4がスイッチングすることになるため、最大 オンデューティでのスイッチングとなる。

[0058] 最大オンデューティでのスイッチングによって出力電圧が上昇するとコンパレータ 3 1の非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧を上回るようになり 2次側力 の オフ信号で電力スィッチ 4のターンオフが制御されるようになる。図 2においては A点 以降の最大オンデューティでのスイッチングは 1サイクルのみとなつている。

[0059] また、図 2では B点以降にぉ 、て、入力電圧の急激な増加、または負荷電流の急激 な減少により、出力電圧が急激に増加した後、電力スィッチの PWM制御動作によつ て出力電圧が規定値に回復する様子を示している。

[0060] 出力電圧が高くてコンパレータ 31の非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電 圧を上回っていると、電力スィッチ 4のオフ期間であってもコンパレータ 31の出力は Hレベルとなる。ただ、電力スィッチ 4のオフ期間においては ANDゲート 30に入力さ れるチョークトランス 8，の 2次コイル 8Bの出力は Lレベルなので ANDゲート 30の出 力は Lレベルとなって!/、る。

[0061] この状態でも電力スィッチ 4は発振回路 12の出力が Hレベルに変わるタイミングで ターンオンする。これによつてチョークトランス 8，の 2次コイル 8Bの出力が Hレベルに なり、 ANDゲート 30の 2つの入力がともに Hレベルになるため ANDゲート 30の出力 は Lレベルカゝら Hレベルに変化し、オフ信号が出力され、信号伝送トランス 26を介し て 1次側に伝達され、電力スィッチ 4はすぐにターンオフする。この場合のオフ信号は 通常動作時とは異なり、電力スィッチ 4がオンすることによって生じるチョークトランス 8 ，の 2次コイル 8Bの出力の変化をトリガとして出力されることになる。したがって電力ス イッチ 4のオン時間は短くなり、最小オンデューティとなる。このように、絶縁型スィッチ ング電源装置 110においては、出力電圧が高い時にも電力スィッチ 4は最小オンデ ユーティで必ずオンされる。

[0062] 以上の説明のように、絶縁型スイッチング電源装置 110の制御回路は、図 2の A点 、 B点で示したような出力電圧の急峻な変動に対して、すぐ次の周期で応答してオン デューティ比を制御するパルスバイノ ルス動作となっており過渡応答性に優れている

[0063] なお、伝統的な PWM制御では電力スィッチのオンデューティ比を最小限まで小さ く制御すると電力スィッチ駆動信号のパルス幅がゼロになり、電力スィッチ駆動信号 が欠如したスイッチング周期が生じる場合がある。しカゝしながら本発明の絶縁型スイツ チング電源装置 110では、上述のように電力スィッチ駆動信号のパルス幅がゼロに なる動作モードは生じな 、。

[0064] 電力スィッチ駆動信号のパルス幅がゼロにならない事で、同期整流器の逆流電流 を抑制する効果が生じる。この点について簡単に説明する。

[0065] 従来例 3のような同期整流器を用いたスイッチング電源では、並列接続された絶縁 型スイッチング電源、出力平滑コンデンサ等が逆流電流源となり、出力側から入力側 に逆流電流が流れる動作モードが存在する。絶縁型スイッチング電源のスイッチング 動作中に、逆流電流源によって出力電圧より高い電圧が印加されると、出力側から 入力側に逆流電流が流れる。逆流電流が増加し、出力チョークコイルに全周期に渡 つて逆方向電流が流れる臨界点まで到達すると、電力スィッチ駆動信号がオフした 後も電力スィッチドレイン電圧がほぼ OVに維持される期間が生じる。これは、逆流電 流源の作用による出力電圧増加を抑制するために電力スィッチ駆動信号のオンデュ 一ティ比が低減されるが、電力スィッチ駆動信号がオフ後に、電力スィッチとなる MO SFETの寄生ダイオードに逆流電流が流れていると、その期間は電力スィッチドレイ ン電圧が上昇しな!ヽからである。

[0066] 更に逆流電流を増やそうとすると電力スィッチ駆動信号のパルス幅が絞られ、電力 スィッチ駆動信号、電力スィッチドレイン電圧が共に Lレベルの期間が増加する。伝 統的な PWM制御で、かつ従来例 3のように逆流電流抑制回路を設けないと、パルス 幅がゼロまで絞られて同期整流器が自励発振に陥る。

[0067] 実施例 1の回路では電力スィッチ駆動信号のパルス幅がゼロにならな!/、ので自励 発振は生じず、一定値以上の逆流電流では最小パルス幅になる。この動作モードで は、逆流電流源が出力に印加する電圧を更に増加させないと、逆流電流が増加しな い図 13と相似の静的レギュレーション特性が得られ、逆流電流が抑制される。このよ うに、実施例 1の回路は逆流電流抑制回路を設けないのに逆流電流を抑制できる性 質を有している。

[0068] また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置 110では、図 2の A点以降のように 2次 側からのオフ信号が来ない場合には電力スィッチ 4のスイッチングは 1次側の回路の みでも可能となっている。なお、起動開始時には 1次側に別途設けるソフトスタート回 路（図示は省略)で 2次側の回路の代わりにオフ信号を供給して電力スィッチのオン 時比率を徐々に広げるので 2次側の回路が機能する必要はない。そのため、 2次起 動電力供給回路を設ける必要がなぐ小型化、低価格ィ匕に有利である。

[0069] (実施例 2)

図 3に、本発明の絶縁型スイッチング電源装置の別の実施例（実施例 2)の回路図 を示す。図 3に示した絶縁型スイッチング電源装置 120も、一石共振リセットフォヮ一 ドコンバータである。図 3において、図 1と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付 し、その説明を省略する。

[0070] 図 3に示した絶縁型スイッチング電源装置 120において、図 1に示した絶縁型スイツ チング電源装置 110との違いは、—側の電流経路に直列に抵抗 38を設け、抵抗 38 の一端（一側出力端子 11側）をコンパレータ 31の非反転入力端子に接続し、他端に 基準電圧源 37が接続されるように構成した点だけである。これによつて出力電流を 抵抗 38で電圧に変換し、制御量として目標値である基準電圧源 37と比較しており、 出力電流を安定化している。

[0071] 実施例 2の絶縁型スイッチング電源装置は、制御量が出力電流であること以外は実 施例 1と全く同じ回路構成であり、回路動作もほとんど同じである。よって、詳細な説 明は省略する。

[0072] そして、実施例 2の制御回路も実施例 1と同様にパルスバイノルス動作なので過渡 応答性に優れており、入力電圧、出力電圧の急峻な変動があっても出力電流の変動 を抑制できる利点がある。

[0073] (実施例 3)

図 4に、本発明の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の実施例（実施例 3)の回 路図を示す。図 4に示した絶縁型スイッチング電源装置 130も、一石共振リセットフォ ワードコンバータである。図 4において、図 1や図 10と同一もしくは同等の部分には同 じ記号を付し、その説明を省略する。

[0074] 図 4に示した絶縁型スイッチング電源装置 130において、 1次側には発振回路 200 が設けられており、その出力は NORゲート 41の一方の入力に接続されており、 NO Rゲート 41の出力は電力スィッチ 4のゲートに接続されている。 NORゲート 41の他方 の入力と 側入力端子 2との間には Nチャネル MOSFETで構成するスィッチ素子 2 1が接続されている。 NORゲート 41とスィッチ素子 21で電力スィッチ制御手段である 電力スィッチオン回路 40が構成されて 、る。

[0075] 発振回路 200は、ダイオード 16の向きが逆になつている点以外は図 1における発 振回路 12と同じである。抵抗 15と逆向きのダイオード 16の働きにより、発振回路 200 の出力は、 Hレベル期間の方力 レベル期間より狭くなる（オンデューティが小さくな る）ように設定されて 、る。発振回路 200の出力の Hレベル期間は電力伝送トランス 3 のリセット期間より短く設定されている。この出力が NORゲート 41を介して電カスイツ チ 4を駆動する。発振回路 200の出力の Hレベル期間は NORゲート 41の出力が Lレ ベルになるため、電力スィッチ 4は必ずオフする。

[0076] 発振回路 200の出力とスィッチ素子 21のドレインとの間にはダイオード 23と抵抗 24 で構成される複数駆動防止回路 22が接続されている。複数駆動防止回路 22の働き は図 1に示した絶縁型スイッチング電源装置 110の場合と基本的に同じである。

[0077] 電力伝送トランス 3の 2次コイル 3Bの一端は +側出力端子 10に接続され、他端は 整流側同期整流器 5とチョークコイル 8を順に介して—側出力端子 11に接続されて V、る。 +側出力端子 10と-側出力端子 11の間には平滑用のコンデンサ 9が接続さ れている。整流側同期整流器 5とチョークコイル 8の接続点と 2次コイル 3Bの一端との 間には転流側同期整流器 6が接続されて!ヽる。整流側同期整流器 5と転流側同期整 流器 6のゲートは同期整流器駆動回路 7に接続されている。

[0078] 2次側にはコンパレータ 31が設けられており、その反転入力端子は +側出力端子 10に接続されている。また、—側出力端子 11に対して所定の基準電圧を発生する 基準電圧源 37を備えており、その出力を抵抗 36および抵抗 35で分圧した分圧点が コンパレータ 31の非反転入力端子に接続されている。さらに、チョークコイル 8に並 列に抵抗 32およびコンデンサ 33からなる直列回路が接続されており、その接続点も コンデンサ 34を介して抵抗 36および抵抗 35の接続点に接続されている。

[0079] コンパレータ 31の出力は ANDゲート 30の一方の入力に接続されている。 ANDゲ ート 30の他方の入力にはインバータ 44の出力が接続されており、インバータ 44の入 力は 2次コイル 3Bの他端に接続されている。 ANDゲート 30の出力はタイミング信号 伝送手段となる信号伝送コンデンサ 42を介してスィッチ素子 21のゲートに接続され ている。

[0080] このコンパレータ 31、基準電圧源 37、抵抗 35、抵抗 36、チョークコイル 8、抵抗 32 、コンデンサ 33、 ANDゲート 30、インバータ 44でタイミング信号出力手段であるオフ 期間制御回路 43が構成されている。

[0081] さらに、電力伝送トランス 3の 1次コイル 3Aの一端と 2次コイル 3Bの一端との間には コモンモードノイズ除去用のコンデンサ 39が接続されている。

[0082] このように構成された絶縁型スイッチング電源装置 130の動作を図 5に示した動作 波形を参照して説明する。最初は通常のスイッチング動作について、例えば図 5の A 点より 2サイクルほど手前の動作波形に基づいて説明する。

[0083] まず、発振回路 200の出力が Hレベルの時には、それが一方の入力に印加される NORゲート 41の出力は Lレベルになるので電力スィッチ 4はオフとなる。このとき、ダ ィオード 23と抵抗 24を介して電流が流れ、オフ状態にあるスィッチ素子 21のドレイン •ソース間の寄生容量を充電するため、スィッチ素子 21のドレイン、すなわち NORゲ ート 41の他方の入力も Hレベルになる。

[0084] 発振回路 200の出力が Hレベルから短いオン期間の後で Lレベルに変わっても、そ のタイミングでは NORゲート 41の他方の入力は Hレベルを維持しているので NOR ゲート 41の出力は Lレベルのままであり、電力スィッチ 4はオフのままである。

[0085] コンパレータ 31の反転入力端子には制御量である出力電圧が直接入力されており 、非反転入力端子には目標値である基準電圧源 37を抵抗 36、 35によって分圧した 電圧が入力されており、制御量と目標値を間接的に比較している。また、チョークコィ ル 8の両端の電圧を抵抗 32、コンデンサ 33で積分し、コンデンサ 34で直流分をカツ トしたランプ電圧を抵抗 35、 36の接続点に重畳しており、基準電圧源 37の分圧電圧 にランプ電圧を重畳している。言い換えると、 目標値である基準電圧源に、分圧抵抗 を用いて間接的にランプ電圧を重畳している。さらに、制御量である出力電圧にもリ ップル電圧が重畳されており、ランプ電圧の傾きを強める方向に作用する。

[0086] コンパレータ 31出力は ANDゲート 30の一方の入力に印加される。 ANDゲート 30 のもう一方に入力するインバータ 44の出力は、電力伝送トランス 3のリセット期間を除 く期間で Hレベルになっている。すなわち、インバータ 44の出力で電力伝送トランス 3 のリセット期間を検出することができる。そのため、電力伝送トランス 3のリセット期間を 除いてコンパレータ 31の出力が ANDゲート 30を介してそのまま出力される。

[0087] 電力スィッチ 4がオフしていて、し力も発振回路 200の出力が Lレベルになっている 状態でコンパレータ 31の非反転入力端子の電圧が上昇して出力電圧を上回ると、コ ンパレータ 31の出力が Hレベルとなり、 ANDゲート 30の出力が Hレベルに変化する 。 ANDゲート 30の出力は信号伝送コンデンサ 42で直流分がカットされ、 Lレベル力 ら Hレベルへのレベル変化に対応した信号のみが電力スィッチ 4をターンオンさせる ためのオン信号 (タイミング信号）として出力される。この場合のオン信号はコンパレ ータ 31の出力の Lレベル力も Hレベルへの変化をトリガとして出力されることになる。

[0088] オン信号はスィッチ素子 21のゲートに印加され、スィッチ素子 21は短時間だけォ ンする。スィッチ素子 21がオンするとその寄生容量に蓄積された電荷が放電され、 N ORゲート 41の他方の入力力 レベルに切り替わる。それによつて NORゲート 41の 出力が Hレベルになり、電力スィッチ 4がターンオンする。このように、 2次側から 1次 側に伝送されるオン信号によって電力スィッチ 4のターンオンが制御される。すなわ ち電力スィッチ 4のターンオンのタイミングは 2次側から制御される。よって、このオン 信号が絶縁型スイッチング電源装置 120においてのタイミング信号となる。

[0089] 発振回路 200の出力が Lレベルの期間にはダイオード 23と抵抗 24を介して電流が 流れることはないため、スィッチ素子 21が再びオフになってもそのドレイン 'ソース間 の寄生容量は充電されず、 NORゲート 41の他方の入力は Lレベルを維持する。そ のため、発振回路 200の出力が Lレベルの期間には何らかの理由で再度オン信号を 受信したとしても電力スィッチ 4の動作に影響を与えない。すなわち、このダイオード 23と抵抗 24で構成される回路はオン信号を発振回路 200の 1周期に 1回しか受信で きないように制限する事で、 1周期に 2回電力スィッチ駆動信号が発生して不安定な 制御動作になる事を防止している。そのため、この回路を複数駆動防止回路 22と称 している。

[0090] 電力スィッチ 4がターンオンするとコンパレータ 31の非反転入力端子の電圧が下降 に転じ、出力電圧を下回るとコンパレータ 31の出力が Lレベルとなり、 ANDゲート 30 の出力も Lレベルに戻る。但し、このレベル変化は 1次側に伝送されてもスィッチ素子 21をオンさせる方向の信号にはならないので無視される。

[0091] また、電力スィッチ 4がターンオンになると電力伝送トランス 3の 1次コイル 3Aに電流 が流れ始める。同時に同期整流器駆動回路 7によって整流側同期整流器 5がオンに 、転流側同期整流器 6がオフになり、 2次コイル 3Bにもチョークトランス 8'の 1次コィ ル 8 Aおよび整流側同期整流器 5を介して電流が流れ始める。

[0092] そして、しばらくすると発振回路 200の出力が Hレベルに切り替わる。これによつて NORゲート 41の出力は Lレベルになるので電力スィッチ 4はオフとなる。このように、 電力スィッチ 4のターンオフのタイミングは 1次側の発振回路 200の出力の立ち上がり タイミングに依存する。すなわち電力スィッチ 4のターンオフのタイミングは 1次側で制 御される。

[0093] 電力スィッチ 4がターンオフすると電力伝送トランス 3の 1次コイル 3Aにはリセット期 間の間だけ電力スィッチ 4の寄生容量との間の共振電流が流れる。上述のように発 振回路 200はの Hレベル期間はリセット期間より短くなるようにあら力じめ設定されて いる。そのため、このリセット期間の間に発振回路 200の出力は Lレベルに変わる。こ のリセット期間はインバータ 44の出力が Lレベルになるため、コンパレータ 31の出力 の状態によらずオン信号は出力されない。

[0094] また、電力スィッチ 4がターンオフすると同期整流器駆動回路 7によって整流側同 期整流器 5がオフに、転流側同期整流器 6がオンになり、チョークコイル 8および転流 側同期整流器 6を介して転流電流が流れるようになる。この状態は次に 2次側からの オン信号によって電力スィッチ 4がターンオンするまで続く。

[0095] 絶縁型スイッチング電源装置 130においては、通常動作時にはこのようにして発振 回路 200の発振周波数で電力スィッチ 4のスイッチング動作が繰り返される。

[0096] なお、発振回路 200の発振周波数はマルチバイブレータの定数で決まっているの で、この絶縁型スイッチング電源装置 130はほぼ固定のスイッチング周波数で動作 する。そのため、出力の状態によるスイッチング周波数の変動が生じないので、絶縁 型スイッチング電源の設計が容易になる。

[0097] また、 2次側から 1次側へ伝送されるオン信号 (タイミング信号）は ANDゲートの出 力の変化のみを情報とする信号であり、信号の周波数はスイッチング周波数に比べ て高い周波数となる。そのため、タイミング信号伝送手段である信号伝送コンデンサ 4

2は小容量でよぐ小型化、低価格ィ匕が可能になる。

[0098] なお、コンデンサ 39はコモンモードノイズ除去用のコンデンサである力 信号伝送 コンデンサ 42に混入するコモンモードノイズのレベルを低減して誤動作を発生させな いためには、

信号伝送コンデンサ 42の容量《コンデンサ 39の容量

という関係が必要である。

[0099] なお、オン信号を高周波化するに従って、信号伝送コンデンサ 42の容量を小さく 設定する事が可能であり、例えば数 MHzに設定すれば 10pF程度の容量でも伝送 可能である。

[0100] また、多層基板に部品を実装してスイッチング電源モジュール構成する場合、小容 量のコンデンサであれば、使用していない内層パターンを利用して形成できるため、 信号伝送コンデンサ 42を多層基板に内蔵すれば部品点数の増加を抑制できる利点 がある。

[0101] 次に、出力電圧の急変時について説明する。図 5では A点以降において、入力電 圧の急激な低下、または負荷電流の急激な増加により、出力電圧が急激に低下した 後、電力スィッチの PWM制御動作によって出力電圧が規定値に回復する様子を示 している。

[0102] 電力スィッチ 4がオンしている A点において出力電圧が急に低くなつてコンパレータ 31の反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧を下回るとコンパレータ 31の出 力は Hレベルとなる。このとき ANDゲート 30に入力されるインバータ 44の出力も Hレ ベルなので ANDゲート 30の出力は Hレベルに変化し、信号伝送コンデンサ 42を介 してスィッチ素子 21のゲートにオン信号が伝達される。し力しながら、このときには電 カスイッチ 4がオン状態にあり、複数駆動防止回路 22が機能してスィッチ素子 21のド レイン電圧が Lレベルに維持されているため、このオン信号は無視される。

[0103] その後、発振回路 200の出力が Hレベルに変化することによって電力スィッチ 4は ターンオフする。スィッチ素子 21は再びドレイン 'ソース間の寄生容量が充電されるこ とによってドレインが Hレベルになり、オン信号を受け入れ可能になる。インバータ 44 の出力は電力スィッチ 4のターンオフの後で電力伝送トランス 3のリセット期間が始ま ると Lレベルとなり、 ANDゲート 30の出力も Lレベルになる。

[0104] そして、リセット期間が終わるとインバータ 44の出力が Hレベルになる。一方、リセッ ト期間の間も出力電圧が上昇しないためコンパレータ 31の出力は Hレベルが維持さ れる。そのため、このリセット期間終了のタイミングで ANDゲート 30の出力が Lレベル 力も Hレベルに再び変化し、オン信号が出力され、電力スィッチ 4がターンオンする。 結果的に電力スィッチ 4は電力伝送トランス 3のリセット期間の間だけオフすることに なる。

[0105] 電力スィッチ 4がターンオンするとコンパレータ 31の非反転入力端子の電圧が下降 に転じ、出力電圧を下回るとコンパレータ 31の出力が Lレベルとなり、 ANDゲート 30 の出力も Lレベルに戻る。

[0106] この状態は、次に発振回路 200の出力が Hレベルに切り替わることによって電カス イッチ 4がターンオフするまで続く。この場合のオン期間は、発振回路 200が決める 1 周期から電力伝送トランス 3のリセット期間を差し引いた期間となり、これが最大オン デューティになる。

[0107] 電力スィッチ 4が最大オンデューティでスイッチングすることによって出力電圧が上 昇するため、図 5においては次のサイクルは通常動作時と同様にコンパレータ 31の 出力が Lレベル力 Hレベルに変化するタイミングでオン信号が出力されるようになる 。もちろん、出力電圧の上昇度合いによっては最大オンデューティでのスイッチング 力^サイクル以上続くこともあり得る。

[0108] また、図 5では B点以降において、入力電圧の急激な上昇、または負荷電流の急激 な減少により、出力電圧が急激に上昇した後、電力スィッチの PWM制御動作によつ て出力電圧が規定値に回復する様子を示している。

[0109] 発振回路 200の出力が Hレベルになって電力スィッチ 4がターンオフした後、 B点 において出力電圧が急に上昇してコンパレータ 31の非反転入力端子の電圧が出力 電圧を上回れなくなると、コンパレータ 31の出力は Lレベルが維持され、 ANDゲート 30からはオン信号が出力されない。また、スィッチ素子 21のドレインは発振回路 200 の出力が Hレベルになって寄生容量が充電されて Hレベルになるため、 NORゲート 41の出力が Lレベルに維持され、電力スィッチ 4はオフ状態を維持する。そのため、 発振回路 200の出力が次の周期で Lレベルに変化しても電力スィッチ 4はオンしない 。次に発振回路 200の出力が Lレベルになってもスィッチ素子 21のドレインが Hレべ ルに維持されているために電力スィッチはオンしない。この状態はコンパレータ 31の 非反転入力端子の電圧が出力電圧を上回るまで必要に応じて何サイクルでも続く。

[0110] 発振回路 200の出力が Lレベルの時に、電力スィッチ 4がオフ状態を維持すること によって出力電圧が低下し、逆に電力スィッチ 4がオフすることによって上昇に転じた コンパレータ 31の非反転入力端子の電圧が出力電圧を上回ると、コンパレータ 31の 出力が Hレベルになる。このときには電力スィッチ 4がオフした後のリセット期間は終 了しているため、インバータ 44の出力が Hレベルになっている。そのため、コンパレ ータ 31の出力の Lレベル力も Hレベルへの変化をトリガとしてオン信号が出力され、 電力スィッチ 4がターンオンする。この後は通常動作に戻る。

[0111] このように、絶縁型スイッチング電源装置 120の制御回路は、図 5の A点、 B点で示 したような出力電圧の急峻な変動に対して、すぐ次の周期で応答してオンデューティ 比を制御するパルスバイパルス動作となっており過渡応答性に優れている。

[0112] なお、この実施例においては図 5の B点直後のような電力スィッチ駆動信号のパル ス幅がゼロになる動作モードが存在する。

[0113] (実施例 4)

図 6に、本発明の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の実施例（実施例 4)の回 路図を示す。図 6に示した絶縁型スイッチング電源装置 140はアクティブクランプフォ ワードコンバータである。図 6において、図 4と同一もしくは同等の部分には同じ記号 を付し、その説明を省略する。

[0114] 図 6に示した絶縁型スイッチング電源装置 140において、電力伝送トランス 3には 1 次コイル 3A、 2次コイル 3Bに加えて 3次コイル 3Cと 4次コイル 3Dがさらに設けられて いる。

[0115] 1次側においては、スィッチ素子 21のゲートは抵抗 47を介して電力伝送トランス 3 の 3次コイル 3Cの一端に接続されており、 3次コイル 3Cの他端は 側入力端子 2に 接続されている。また、スィッチ素子 21のゲート'ソース間には抵抗 45と検出レベル 調整電圧源 46が直列に接続されている。 3次コイル 3C、スィッチ素子 21、抵抗 45、 47、検出レベル調整電圧源 46は、電力伝送トランス 3のコイルからリセットパルスの 立下りを検出する立下り検出部である。また、実施例 3と同じく NORゲート 41とスイツ チ素子 21で電力スィッチ制御手段である電力スィッチオン回路 40が構成されている

[0116] 2次側においては、電力伝送トランス 3の 4次コイル 3Dの一端はコンデンサ 50を介 して Nチャネル MOSFETで構成するスィッチ素子 51のドレインに接続されており、 4 次コイル 3Dの他端はスィッチ素子 51のソースとともに 側出力端子 11に接続されて いる。ここで、 4次コイル 3D、コンデンサ 50、スィッチ素子 51でアクティブクランプ回 路 49が構成されている。

[0117] 一方、 2次側にはタイミング信号出力手段であるオフ期間制御回路 201が設けられ ている。オフ期間制御回路 201は図 4のオフ期間制御回路 43から ANDゲート 30とィ ンバータ 44を省き、コンパレータ 31をオープンコレクタ型のコンパレータ 202に代え たものである。コンパレータ 202の出力、すなわちオフ期間制御回路 201の出力はス イッチ素子 51のゲートに接続されている。すなわち、アクティブクランプ回路 49のスィ ツチ素子 51をオフ期間制御回路 201で制御するように構成されている。また、 2次コ ィル 3Bの他端とスィッチ素子 51のゲートとの間には、抵抗 76およびダイオード 77か らなる直列回路力 ダイオード 77の力ソードがスィッチ素子 51のゲートに接続される 形で設けられている。

[0118] このように構成された絶縁型スイッチング電源装置 140の動作を図 7に示した動作 波形を参照して説明する。 [0119] ここでは通常のスイッチング動作について、例えば図 7の A点より 2サイクルほど手 前の動作波形に基づ 、て説明する。

[0120] まず、発振回路 200の出力にしたがって電力スィッチ 4がターンオフする。このよう に、電力スィッチ 4のターンオフのタイミングは 1次側の発振回路 200の出力の立ち 上がりタイミングに依存する。すなわち電力スィッチ 4のターンオフのタイミングは 1次 側で制御される。

[0121] この直前にぉ 、て、後述のようにコンパレータ 202の反転入力端子の電圧は下降 傾向にあり、出力電圧よりは低ぐコンパレータ 202の出力はオープン状態となってい る。そして、スィッチ素子 51のゲート電圧も低ぐスィッチ素子 51はオフ状態にある。

[0122] 電力スィッチ 4がターンオフするとコンパレータ 202の反転入力端子の電圧は上昇 傾向に転じる。同じぐ電力スィッチ 4がターンオフすると、電力伝送トランス 3の励磁 インダクタンスと電力スィッチ 4の両端に等価的に存在する寄生容量の LC共振に従 つて、電力伝送トランス 3の各卷線にパルス電圧が発生する。コンデンサ 50には、 4 次コイル 3D側を（一）、スィッチ素子 51側を（ + )とする直流電圧が加わって!/、るが、 前記 LC共振によって 4次コイル 3Dの両端にコンデンサ 50に加わっている直流電圧 より大きい電圧が発生すると、スィッチ素子 51 (MOSFET)の寄生ダイオードが導通 して電流が流れ、コンデンサ 50に更に直流電荷が蓄えられる。このとき、前記 LC共 振の容量にコンデンサ 50の容量が加算された動作になり、 LC共振の周期が瞬間的 に長くなるので、電力伝送トランス 3のリセットパルス電圧はほぼ一定値でクランプさ れた電圧波形になる。

[0123] スィッチ素子 51の寄生ダイオードの導通中に、トランス 2次コイル 3Bの他端カも抵 抗 76、ダイオード 77を通して流れ込む電荷がスィッチ素子 51のゲート'ソース間容 量に蓄積されてスィッチ素子 51がオンする。これによつてスィッチ素子 51の寄生ダイ オードを流れていた電流が主としてドレイン 'ソース間を流れる（ソース→ドレイン方向 )ようになる。

[0124] LC共振が進行して、電力伝送トランス 3の励磁インダクタンスに蓄えた電磁エネル ギーを放出し終わると、コンデンサ 50の直流電荷によって逆方向の電流（ドレイン→ ソース方向）がオン状態になっているスィッチ素子 51に流れる。このときも電力伝送ト ランス 3のリセットパルス電圧は一定値でクランプされた状態である。

[0125] コンパレータ 202の反転入力端子の電圧は電力スィッチ 4がターンオフすることによ つて上昇傾向に転じている力 この電圧がこの段階で出力電圧を上回ると、コンパレ ータ 202の出力が Lレベルになり、スィッチ素子 51がオフする。これによつて前記 LC 共振の容量力もコンデンサ 50の影響がなくなるので、 LC共振周期が瞬間的に短くな つて、電力伝送トランス 3の各卷線のリセットパルス電圧が急激に低下する。リセットパ ルス電圧が AC0V以下に低下したことを 3次コイル 3C、抵抗 45、 47、検出レベル調 整電圧源 46で構成する検出部が検出すると、スィッチ素子 21がオンして NORゲー ト 41の一方の入力が Lレベルになることで、電力スィッチ 4がターンオンする。

[0126] このように、絶縁型スイッチング電源装置 140においては、オフ期間制御回路 43で アクティブクランプ回路 49のスィッチ素子 51を制御することによって、電力伝送トラン ス 3の各卷線に生じるリセットパルス電圧をオフ信号 (タイミング信号）として利用し、そ れを立ち下がり検出部で検出して電力スィッチ 4をターンオンしている。

[0127] これより分力るように、コンパレータ 202の出力力 レベルに切り替わることが電カス イッチ 4に対するオン信号、すなわちタイミング信号となる。また、電力伝送トランス 3 の 3次コイル 3C、 4次コイル 3Dが実質的にタイミング信号伝送手段として機能してい ることになる。そして、電力スィッチ 4のターンオフのタイミングは 2次側で制御される。

[0128] 電力スィッチ 4がターンオンするとコンパレータ 202の反転入力端子の電圧が下降 傾向に転じる。そして反転入力端子の電圧が出力電圧を下回るとコンパレータ 202 の出力は Lレベル力もオープン状態になる。コンパレータ 202の出力がオープン状態 になっても、電力スィッチ 4がオンしている状態においては抵抗 76、ダイオード 77を 介してスィッチ素子 51に流れ込む電流がな 、ため、スィッチ素子 51はオフのままで ある。また、反転入力端子の電圧が下降傾向にあることは変わらない。

[0129] その後、発振回路 200の出力にしたがって電力スィッチ 4がターンオフオフすると上 述の動作を繰り返すことになる。

[0130] 絶縁型スイッチング電源装置 140においては、通常動作時にはこのようにして発振 回路 200の発振周波数で電力スィッチ 4のスイッチング動作が繰り返される。

[0131] なお、発振回路 200の発振周波数はマルチバイブレータの定数で決まっているの で、この絶縁型スイッチング電源装置 140はほぼ固定のスイッチング周波数で動作 する。絶縁型スイッチング電源の出力の状態は、発振回路 200に影響を及ぼさない。 そのため、出力の状態によるスイッチング周波数の変動が生じないので、絶縁型スィ ツチング電源の設計が容易になる。

[0132] また、絶縁型スイッチング電源装置 140の制御回路も他の実施例と同様にパルス ノ ィパルス動作なので過渡応答性に優れており、入力電圧、出力電流の急峻な変 動があっても出力電圧の変動を抑制できる利点がある。

[0133] なお、図 7には出力電圧が急激に低下あるいは上昇した後で規定値に回復する様 子も示されているが、その基本的な動作は実施例 3と同じであるため、ここでは説明 を省略する。

[0134] (実施例 5)

図 8に、本発明の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の実施例（実施例 5)の回 路図を示す。図 8に示した絶縁型スイッチング電源装置 150は、これまで説明した実 施例のようなフォワードコンバータではなぐゼロ電圧スイッチング (ZVS)を行う周波 数制御のフライバックコンバータである。

[0135] 図 8に示した絶縁型スイッチング電源装置 150において、電力伝送トランス 3は 1次 コイル 3Aと 2次コイル 3Bに加えて 3次コイル 3Cを備える。 1次コイル 3Aの一端は + 側入力端子 1に接続され、他端は Nチャネル MOSFETで構成する電力スィッチ 4を 介して 側入力端子 2に接続されている。

[0136] 1次側には NORゲート 53、インバータ 14、抵抗 17、コンデンサ 18から構成された 発振回路 210が設けられている。 NORゲート 53の一方の入力は後述の NORゲート 56の出力に接続されている。 NORゲート 53の出力はインバータ 14に接続され、イン バータ 14の入出力間には抵抗 17とコンデンサ 18からなる直列回路が接続されてい る。また、抵抗 17とコンデンサ 18の接続点は NORゲート 53の他方の入力に接続さ れている。さらに、 NORゲート 53の他方の入力はスィッチ素子 21を介して一側入力 端子 2に接続されている。そして、インバータ 14の出力が発振回路 210の出力となつ ている。

[0137] 発振回路 210は抵抗 17とコンデンサ 18で決定される時定数にしたがって発振する 。なお、この絶縁型スイッチング電源装置 150は負荷状態によってスイッチング周波 数が変化するが、発振回路 210の発振周波数は想定されるスイッチング周波数の下 限 (重負荷時のスイッチング周波数)の更に 1Z2程度に設定されている。したがって 、絶縁型スイッチング電源装置 150においては発振回路 210は通常動作時のスイツ チング周波数を決めるものではない。また、この後で説明するように電力スィッチ 4の スイッチングのタイミングを与えるものでもな 、。

[0138] 発振回路 210の出力は電力スィッチ 4のゲートに接続されている。また、発振回路 2 10の出力は、抵抗 55を介して NORゲート 56の一方の入力に接続されている。 3次 コイル 3Cの一端は抵抗 47とインバータ 57を介して NORゲート 56の他方の入力に 接続されている。 3次コイル 3Cの他端は—側入力端子 2に接続されている。インバー タ 57の入力と 3次コイル 3Cの他端の間には抵抗 45および検出レベル調整電圧源 4 6からなる直列回路が接続されている。この、 3次コイル 3C、抵抗 45、 47、 55、検出 レベル調整電圧源 46、インバータ 57、 NORゲート 56でゼロ電圧状態検出回路 54を 構成している。

[0139] さらに、スィッチ素子 21のゲート'ソース間には信号伝送トランス 26の 1次コイル 26 Aが接続されている。

[0140] 電力伝送トランス 3の 2次コイル 3Bの一端は 側出力端子 11に接続され、他端は ダイオード 52を介して +側出力端子 10に接続されている。 +側出力端子 10と-側 出力端子 11の間には平滑用のコンデンサ 9が接続されている。

[0141] 2次側にはコンパレータ 31が設けられており、その非反転入力端子は +側出力端 子 10と—側出力端子 11の間に直列に設けられた抵抗 60および 61の接続点に接続 されている。また、 側出力端子 11に対して所定の基準電圧を発生する基準電圧源 37を備えており、その出力がコンパレータ 31の反転入力端子に接続されている。さ らに、 2次コイル 3Bの他端とダイオード 52の接続点がインバータ 58と抵抗 59とコンデ ンサ 62を順に介して—側出力端子 11に接続されており、抵抗 59とコンデンサ 62の 接続点もコンパレータ 31の非反転入力端子に接続されている。

[0142] コンパレータ 31の出力は ANDゲート 30の一方の入力に接続されている。 ANDゲ ート 30の他方の入力にはインバータ 58の出力が接続されている。 ANDゲート 30の 出力はコンデンサ 27と信号伝送トランス 26の 2次コイル 26Bを介して—側出力端子 1 1に接続されて 、る。 2次コイル 26Bの両端にはダイオード 28が接続されて 、る。

[0143] このコンパレータ 31、基準電圧源 37、抵抗 59、 60、 61、コンデンサ 62、 ANDゲー ト 30、インバータ 58でタイミング信号出力手段であるオン期間制御回路 211を構成し ている。また、コンデンサ 27、ダイオード 28、および信号伝送トランス 26でタイミング 信号伝送手段である絶縁信号伝送回路 25を構成している。

[0144] さらに、外乱に対して前記オン期間制御回路 211より緩やかに応答して制御量と目 標値の静的な偏差を低減する静的偏差低減回路 63を備えて ヽる。静的偏差低減回 路 63は誤差アンプ 64、抵抗 65、 66、 68、コンデンサ 67で構成され、目標値である 基準電圧源 37と、制御量である出力電圧を抵抗 66、 68で分圧した電圧を比較し、 発生した誤差信号を抵抗 60、 61の接続点にフィードバックする構成になっている。

[0145] 静的偏差低減回路 63の制御動作は伝統的な電圧モードの PWM制御と同じ原理 であり、誤差アンプ 64の遮断周波数、出力フィルターの遮断周波数の影響を受ける 。異常発振を防ぐためには、過渡応答性を制限して、位相余裕、ゲイン余裕を設ける 必要がある。実施例 5では、出力電圧の抵抗 66、 68による分圧電圧をコンデンサ 67 で遅延する事で位相余裕、ゲイン余裕を設けている。静的偏差低減回路 63によって 静的な出力電圧精度を改善できる。

[0146] このように構成された絶縁型スイッチング電源装置 150の動作を図 9に示した動作 波形を参照して説明する。

[0147] 絶縁型スイッチング電源装置 150は、制御量は出力電圧、目標値が基準電圧源の 電圧値であり、出力電圧を安定ィ匕している。 +側入力端子 1、 一側入力端子 2の間に 加わる直流入力電圧を、電力伝送トランスの 1次コイル 3Aを介して接続された電カス イッチ 4がスイッチングして交流に変換する。電力スィッチ 4のオン期間に電力伝送ト ランス 3のコアに蓄積した電磁エネルギーを、電力スィッチのオフ期間にトランス 3の 2 次コイル 3Bに出力し、整流用のダイオード 52で整流、平滑コンデンサ 9で平滑して +側出力端子 10、 一側出力端子 11から直流を出力する。

[0148] まず、発振回路 210の出力が Lレベルで電力スィッチ 4がオフの時に、電力スィッチ 4がオンの時に電力伝送トランス 3のコアに蓄えられた電磁エネルギーの 2次側への 放出が終了すると、電力伝送トランス 3の励磁インダクタンスと電力スィッチ 4の両端 に等価的に存在する寄生容量の LC共振に従って電力スィッチ 4のドレイン電圧が低 下し始める。ゼロ電圧状態検出回路 54は電力伝送トランス 3次コイル 3Cに発生する 電圧から間接的に電力スィッチ 4のドレイン電圧の低下を検出しており、電力伝送トラ ンス 3の 3次コイル 3Cの振幅、直流レベルを抵抗 45、 47、検出レベル調整電圧源 46 で調整してから（図 9の動作波形 (6)参照)インバータ 57に入力する。電力伝送トラン ス 3の 3次コイル 3Cの出力電圧力ほぼ ACOVでインバータ 57のしきい値になるよう調 整すれば良い。電力スィッチ 4のドレイン電圧低下によって、電力伝送トランス 3の 3 次コイル 3Cの電圧が上昇し、インバータ 57のしきい値を上回ると、インバータ 57の 出力が Hレベルから Lレベルに切り換る。

[0149] なお、この直前までは発振回路 210の出力は Lレベルなので、発振回路 210の出 力が抵抗 55を介して接続されている NORゲート 56の一方の入力も Lレベルとなって いる。また、インバータ 57の出力が Hレベルなので NORゲート 56の出力、すなわち NORゲート 53の一方の入力は Lレベルになっている。さらに、 NORゲート 53の他方 の入力は Lレベルではある力 しきい値に向かって上昇しつつある。

[0150] インバータ 57の出力が Hレベルから Lレベルになると NORゲート 56は 2つの入力 がともに Lレベルになるため、その出力が Hレベルになる（ゼロ電圧状態検出信号、 図 9の動作波形 (8)参照）。 NORゲート 56の出力が Hレベルになると NORゲート 53 の出力が Lレベルになり、インバータ 14の出力（すなわち発振回路 12の出力）が Hレ ベルになり、電力スィッチ 4がターンオンする。その際、電力スィッチ 4はゼロ電圧スィ ツチングとなり、スイッチング損失低減と EMI低減が実現できる。

[0151] ただし、電力伝送トランス 3次コイル 3Cの電圧がインバータ 57のしきい値を上回る 瞬間には、電力スィッチ 4ドレイン電圧は入力電圧までしか低下していないので、電 カスイッチ 4ドレイン電圧が 0Vに低下するまでの間、電力スィッチ 4のオンタイミング を遅らせるための遅延時間を設ける必要がある。この遅延時間に NORゲート 56→N ORゲート 53→インバータ 14と信号が伝播する過程で生じる数十 nsecの時間を用い ることも可能である。抵抗 55は NORゲートに入力する電力スィッチ 4ゲート電圧を遅 延させることで電力スィッチ 4オフ直後のタイミングでゼロ電圧状態検出信号が発生 する誤動作を防止する。

[0152] このように、電力スィッチ 4は電力伝送トランス 3のコアに蓄えた電磁エネルギーの 2 次側への放出が終了することをトリガとしてターンオンする。電力スィッチ 4のオン期 間は電力伝送トランス 3に蓄えられた電磁エネルギーの大きさに依存する力 これは 電力スィッチ 4のオン期間の長さに依存する。したがって、電力スィッチ 4のオフ期間 の長さは電力スィッチ 4のオン期間の長さに応じて自動的に決まるものであり、オフ期 間の長さを直接制御する機構は基本的に備わって 、な!、。

[0153] 発振回路 210の出力が Hレベルに切り替わることによって NORゲート 53の他方の 入力はしき ヽ値を超えて Hレベルになり、次の出力反転のためにしき 、値に向かって 下降を始める。一方、発振回路 12の出力が Hレベルに切り替わるとしばらくして NO Rゲート 56の一方の入力が Hレベルになり、 2つの入力がともに Hレベルになるため に出力、すなわち NORゲート 53の一方の入力力 レベルになる。

[0154] コンパレータ 31の非反転入力端子には出力電圧を抵抗 60、 61で分圧した電圧が 入力されており、反転入力端子には基準電圧源 37の基準電圧が直接入力されてお り、制御量と目標値を間接的に比較している。電力伝送トランス 3の 2次コイル 3Bの両 端の電圧をインバータ 58で反転し、抵抗 59、コンデンサ 62で積分したランプ電圧を 、抵抗 60、 61の接続点に重畳している。言い換えると、制御量である出力電圧に、 分圧抵抗を用いて間接的にランプ電圧を重畳している。出力リップル電圧は、ランプ 電圧と逆方向の傾きであり、ランプ電圧の傾きを弱める方向に作用するので、ランプ 電圧の振幅を出力リップル電圧より大きく設定する必要がある。電力スィッチ 4がオフ の時に下降傾向にあったコンパレータ 31の非反転入力端子の電圧は、電力スィッチ 4のターンオンとともに上昇傾向に変わる。

[0155] 電力スィッチ 4のターンオン以降上昇傾向にあったコンパレータ 31の非反転入力 端子の電圧が反転入力端子に印加されている固定の電圧を上回ると、コンパレータ 31の出力力 レベルから Hレベルに切り替わる。コンパレータ 31の出力は ANDゲー ト 30の他方の入力に印加される力 ANDゲート 30の一方の入力にはインバータ 58 の出力が印加されて！、る。インバータ 58の出力は電力伝送トランス 3の 2次コイル 3B の両端電圧を反転した信号であり、 Hレベルになる期間が電力スィッチ 4のオン期間 とほぼ一致している。すなわち、電力スィッチ 4のオン期間を実質的に検出しているこ とになる。オン期間には ANDゲート 30の他方の入力は Hレベルになっているので、 コンパレータ 31の出力が Hレベルになると ANDゲート 30の出力が Hレベルになり、 オフ信号 (タイミング信号)として絶縁信号伝送回路 25に入力される。

[0156] 絶縁信号伝送回路 25に入力されたオフ信号は、コンデンサ 27で直流分がカットさ れ、信号伝送トランス 26で 2次コイル 26Bから 1次コイル 26Aに伝送される。ダイォー ド 28はオフ信号伝送時に励磁した信号伝送トランス 26のコアをリセットする機能を有 する。

[0157] なお、 ANDゲート 30を用いる理由は、電力スィッチオン期間の全域で非反転入力 端子の電圧が反転入力端子の電圧を上回る状態の際にも適正なタイミングでオフ信 号を発生するためである。このような状態では出力電圧が規定値を上回るので、電力 スィッチ 4のオンデューティ比をゼロにならない範囲で最小限まで狭める必要がある 力 コンパレータ 31の出力は電力スィッチオン期間以前のオフ期間力も Hレベルに なっており、 Hレベルに切り換るタイミングを基にオフ信号を発生する事ができない。 そこで、電力伝送トランス 3の 2次コイル 3B両端電圧を反転した電圧とコンパレータ 3 1出力を ANDゲート 30に入力する事で、電力スィッチオン期間が始まると直ちにォ フ信号が発生され、電力スィッチ 4のオンデューティ比が最小限になる。言い換えると 、オン期間の当初に、コンパレータ 31の一方に入力する出力電圧の分圧電圧力 コ ンパレータ 31のもう一方に入力する基準電圧より大きい事を検出すると、直ちにオフ 信号を発生して電力スィッチ 4をオフする動作となる。

[0158] 信号伝送トランス 26を介してオフ信号が 1次側に伝達されるとスィッチ素子 21がー 時的にオンし、 NORゲート 53の他方の入力が Hレベルから強制的に Lレベルになる 。 NORゲート 53の一方の入力はすでに Lレベルになっているため、 NORゲート 53 の出力は Lレベルから Hレベルに切り替わり、インバータ 14の出力（発振回路 210の 出力）は Hレベル力 Lレベルに切り替わる。これによつて電力スィッチ 4がターンオフ する。このように、電力スィッチ 4のターンオフのタイミングは 2次側力も制御される。よ つて、このオフ信号が絶縁型スイッチング電源装置 150においてのタイミング信号と なる。 [0159] なお、スィッチ素子 21は一時的にオンするだけなので、電力スィッチ 4がターンオフ すると再びオフ状態に戻り、発振回路 210が発振動作できるようになる。

[0160] 電力スィッチがターンオフすると、図 9の動作波形 (3)に示すパルス電圧が電力スィ ツチ 4のドレインに発生し、電力伝送トランス 3の各コイルにも相似形のパルス電圧が 現れる。電力伝送トランス 3の 2次コイル 3B両端電圧が絶縁型スイッチング電源装置 150の出力電圧より大きくなると、整流用のダイオード 52が導通し、電力スィッチ 4の オン期間に電力伝送トランス 3のコアに蓄えた電磁エネルギーを 2次側に放出し始め る。

[0161] 電力スィッチ 4のターンオフによって、電力伝送トランス 3の 2次コイル 3Bの両端の 電圧が反転し、インバータ 58の出力が Lレベルになる。そのため、これが入力される ANDゲート 30の出力は Lレベルに戻る。また、インバータ 58の出力が Lレベルにな ることによって、それを抵抗 59、コンデンサ 62で積分したランプ電圧の傾きが変わり、 コンパレータ 31の非反転入力端子の電圧が下降傾向に変わり、すぐに反転入力端 子に印加されている固定の電圧を下回る。これによつてコンパレータ 31の出力が Hレ ベルから Lレベルに変わるが、これが入力される ANDゲート 30の出力はすでに Lレ ベルになっており、回路動作上の変化は特にない。

[0162] 電力スィッチ 4のターンオフにともなって 3次コイル 3Cの電圧が反転し、インバータ 5 7の入力力 レベルになり、 NORゲート 56の他方の入力が Hレベルになる。これによ つて NORゲート 56の出力が Lレベルになり、発振回路 210が発振動作可能な状態 になる。そして、発振回路 210の出力が Hレベル力も Lレベルに切り替わることによつ て NORゲート 53の他方の入力はしきい値を超えて Lレベルになり、次の出力反転の ためにしきい値に向力つて上昇を始める。なお、発振回路 210の出力が Lレベルに 切り替わるとしばらくして NORゲート 56の一方の入力力 レベルになる力 この段階 では NORゲート 56の他方の入力が Hレベルになっているために、その出力が変化 することはない。

[0163] この後、電力伝送トランス 3のコアに蓄えられた電磁エネルギーの 2次側への放出 が終了すると、再び電力スィッチ 4がターンオンし、これ以降、上述の動作が繰り返さ れる。そして、絶縁型スイッチング電源装置 150は出力電圧を制御するために電力ス イッチ 4のオン期間を制御しており、そのオン期間に応じてオフ期間が決まるため、結 果的にスイッチング周波数が変化するので、周波数制御になる。

[0164] ところで、回路構成上は発振回路 210の発振周波数でも電力スィッチ 4のスィッチ ングが可能になっている。ただ、発振回路 210の発振周波数は十分低い値に設定さ れており、し力も発振動作が電力スィッチ 4のスイッチングの都度リセットされるので、 通常動作時には基本的に上記のターンオンやターンオフの条件が満たされる前に 発振回路 210自身の出力反転によって電力スィッチ 4がスイッチングされることはな い。

[0165] このように、絶縁型スイッチング電源装置 150においても、電力スィッチ 4のターン オフ制御はパルスバイパルス動作なので過渡応答性に優れている。

[0166] また、 2次側から 1次側へ伝送されるオフ信号 (タイミング信号）は ANDゲートの出 力の変化のみを情報とする信号であり、信号の周波数はスイッチング周波数に比べ て高い周波数となる。そのため、信号伝送トランス 26としては小型化、低価格化が可 會 になる。

Claims

請求の範囲

[1] 少なくとも 1次コイルおよび 2次コイルを有する電力伝送トランスと、前記 1次コイルに 流れる電流をスイッチングする少なくとも 1個の電力スィッチと、前記 2次コイルに接続 された整流回路および平滑回路とを備え、前記電力スィッチのオン、オフを制御する ことによって出力の制御量が目標値に一致するように制御する絶縁型スイッチング電 源装置において、

2次側に設けられるとともに前記制御量の変化に基づいて前記電力スィッチにター ンオンおよびターンオフのいずれか一方のスイッチング動作をさせるタイミング信号を 出力するタイミング信号出力手段と、前記タイミング信号を 2次側から 1次側へ絶縁し て伝送するタイミング信号伝送手段と、 1次側に設けられるとともに前記タイミング信 号に基づいて前記電力スィッチにスイッチング動作をさせる電力スィッチ制御手段と を備えることを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。

[2] 前記電力スィッチを一定周期、一定時比率でスイッチングする信号を出力する発振 回路を 1次側に備え、

前記タイミング信号によるスイッチング動作が行われた場合には、次に前記発振回 路から出力される前記タイミング信号と同じ方向のスイッチング動作を行わせる信号 がマスクされることを特徴とする、請求項 1に記載の絶縁型スイッチング電源装置。

[3] 前記タイミング信号によるスイッチング動作が行われた場合に、次の前記発振回路 力 出力される信号による逆方向のスイッチング動作が行われるまでの間の前記電 カスイッチのスイッチングを禁止する複数駆動防止回路を備えることを特徴とする、請 求項 2に記載の絶縁型スイッチング電源装置。

[4] 前記発振回路の出力信号で前記電力スィッチを一定周期でターンオンさせ、前記 タイミング信号で前記電力スィッチをターンオフさせることを特徴とする、請求項 2また は 3に記載の絶縁型スイッチング電源装置。

[5] 前記発振回路の出力信号で前記電力スィッチを一定周期でターンオフさせ、前記 タイミング信号で前記電力スィッチをターンオンさせることを特徴とする、請求項 2また は 3に記載の絶縁型スイッチング電源装置。

[6] 前記電力スィッチが、自動的に前記タイミング信号によるスイッチング動作とは逆の スイッチング動作をするように構成されて ヽることを特徴とする、請求項 1に記載の絶 縁型スイッチング電源装置。

[7] 前記タイミング信号で前記電力スィッチをターンオフさせ、オン期間に対応する長さ のオフ期間をおいて前記電力スィッチが自動的にターンオンすることを特徴とする、 請求項 6に記載の絶縁型スイッチング電源装置。

[8] 前記タイミング信号伝送手段が 1次側と 2次側の間に設けられた信号伝送トランスで あることを特徴とする、請求項 1な ヽし 7の ヽずれかに記載の絶縁型スイッチング電源 装置。

[9] 前記信号伝送トランスは、前記電力伝送トランス、または前記平滑回路の構成部品 であるチョークコイルと同一のコアを共用する複合磁性部品として形成されていること を特徴とする、請求項 8に記載の絶縁型スイッチング電源装置。

[10] 前記タイミング信号伝送手段が 1次側と 2次側の間に設けられた信号伝送コンデン サであることを特徴とする、請求項 1な!、し 7の 、ずれかに記載の絶縁型スイッチング 電源装置。

[11] 前記電力伝送トランスを搭載する多層回路基板を備え、該多層回路基板内に絶縁 層を介して形成されたパターン間の容量を前記信号伝送コンデンサとして利用する ことを特徴とする、請求項 10に記載の絶縁型スイッチング電源装置。

[12] 前記電力伝送トランスに、前記タイミング信号に基づいて前記電力伝送トランスのリ セット電圧を変化させる 3次コイルと、前記電力伝送トランスのリセット電圧の変化を検 知する 4次コイルを有し、前記電力伝送トランスが前記タイミング信号伝送手段を兼 ねることを特徴とする、請求項 1な 、し 4の ヽずれかに記載の絶縁型スイッチング電源 装置。

[13] 前記 3次コイルとコンデンサとスィッチ素子力 なるアクティブクランプ回路を 2次側 に備え、前記タイミング信号で前記スィッチ素子をターンオフすることを特徴とする、 請求項 12に記載の絶縁型スイッチング電源装置。

[14] 前記タイミング信号出力手段は、前記タイミング信号の出力が可能な期間の開始後 に前記制御量とその目標値を直接的もしくは間接的にコンパレータで比較し、該コン パレータの 2つの入力の大小関係が切り換わって出力が切り換るタイミングをタイミン グ信号として出力することを特徴とする、請求項 1ないし 13のいずれかに記載の絶縁 型スイッチング電源装置。

[15] 前記タイミング信号出力手段は、前記タイミング信号の出力が可能な期間の開始時 において前記タイミング信号を出力すべき条件が満たされている場合には、直ちに 前記タイミング信号を出力することを特徴とする、請求項 14に記載の絶縁型スィッチ ング電源装置。

[16] 前記制御量および前記目標値のいずれか一方に、直接的もしくは間接的に前記 電力スィッチのスイッチングと同期したランプ電圧を重畳するランプ電圧重畳手段を 備えることを特徴とする、請求項 14または 15に記載の絶縁型スイッチング電源装置。

[17] 2次側に出力チョークコイルを備え、前記ランプ電圧を前記出力チョークコイルの積 分波形を用 、て発生させることを特徴とする、請求項 16に記載の絶縁型スイッチング 電源装置。

[18] 外乱に対して前記タイミング信号出力手段より緩やかに応答して前記制御量と前記 目標値の静的な偏差を低減する静的偏差低減回路を備えることを特徴とする、請求 項 14な 、し 17の 、ずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。