WO2006040997A1

WO2006040997A1 - 双方向周波数変換器およびこれを用いた無線機

Info

Publication number: WO2006040997A1
Application number: PCT/JP2005/018523
Authority: WO
Inventors: Yoshifumi Hosokawa; Michiaki Matsuo; Noriaki Saito
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2004-10-08
Filing date: 2005-10-06
Publication date: 2006-04-20
Also published as: US8145143B2; EP1798850A4; US20090011720A1; US20100279631A1; CN1977446A; JP2006135937A; JP4881596B2; EP1798850A1; EP1798850B1; US7783266B2; DE602005015235D1

Abstract

　ＲＦ端子（１３）とＩＦ端子（９）とＬＯ端子（６）に接続されたバイポーラトランジスタ（１）のベースが電源スイッチ（１１）を介して電源（１６）と接続している。電源スイッチ（１１）をオンにして、バイポーラトランジスタ（１）にＲＦ信号とＬＯ信号を入力すると、両者の混合信号がＩＦ信号として出力する。電源スイッチ（１１）をオフにすると、バイポーラトランジスタ（１）は、ベース端子（４）とエミッタ端子（２）間およびベース端子（４）とコレクタ端子（３）間を接続する２個のダイオードとして動作し、ＩＦ信号とＬＯ信号を入力すると、ダイオードでミキシングされてＲＦ信号が出力する。これにより、一方向の周波数変換はプラスの変換利得を有し、また、１つの周波数変換器で双方向に周波数変換を行う際に、信号経路切り換えスイッチ等の外部回路が不要になる。

Description

明細書

双方向周波数変換器およびこれを用いた無線機

技術分野

[0001] 本発明は、移動体通信などの無線通信装置の無線部回路に用いられる、信号の周波数を変換する双方向周波数変、およびこれを用いた無線機に関する。背景技術

[0002] 送受信機能を有する従来の無線通信装置では、無線部に送信系と受信系を別系統として各々備えるのが一般的である。これに対して、送信系と受信系の一部分乃至全部分を共用化することで、無線部の簡素化、小型化、低コストィヒを図る試みもなされている。

[0003] ここで、無線通信装置における信号の周波数変換を行う周波数変を送信系と受信系で共用するには、中間周波数信号 (以下 IF信号と記す。）と無線周波数信号 ( 以下 RF信号と記す。）の周波数変換を双方向に行えることが必要となる。

[0004] 従来の双方向変換が可能な周波数変換器としては、文献「マイクロ波半導体回路基礎と展開」（本城和彦著、小西良弘監修、日刊工業新聞社、 p. 196— 197)に記載されているものがあった。図 20は、文献「マイクロ波半導体回路基礎と展開」に記載された双方向周波数変換器の一例を示す回路図である。

[0005] 図 20において、双方向周波数変換器は、 RF信号から IF信号への周波数変換する場合、端子 601に入力した RF信号がトランス 602を介してダイオードブリッジ 606に入力し、端子 603から局部発振信号 (以下 LO信号と記す。）がトランス 604を介してダイオードブリッジ 606に入力する。そして、双方向周波数変翻は、これらの信号をダイオードの非線形性によって混合して IF信号を生成し、この IF信号を端子 605より出力する。また、双方向周波数変は、 IF信号力も RF信号への周波数変換する場合、 IF信号を端子 605から入力し、ダイオードブリッジ 606で端子 603から入力した LO信号と混合して RF信号を生成する。そして、双方向周波数変換器は、この R F信号をトランス 602を介して端子 601より出力する。このように、図 20の構成では、非線形素子としてダイオードを用い、ダイオードブリッジ 606が対称な回路構成になつていることにより、 RF信号と IF信号を双方向に周波数変換することが可能となっていた。

[0006] また、他の双方向周波数変換器の従来例としては、特許第 3258791号公報に記載されているものがある。図 21は、特許第 3258791号公報に記載された双方向周波数変換器を含む通信装置の一例を示す構成図である。

[0007] 図 21は、通信装置 700の受信時の動作状態を示す図である。図 21において、アンテナ 701は送受信共用でありスィッチ 702に接続されている。スィッチ 702はアンテナ 701を受信信号増幅器 703に接続し、アンテナ 701で受信した受信 RF信号を受信信号増幅器 703に入力する。受信信号増幅器 703の出力端はスィッチ 704に接続されて!、る。スィッチ 704は受信信号増幅器 703を周波数変換器 705に接続し、受信信号増幅器 703で増幅した受信 RF信号を周波数変換器 705に入力する。

[0008] LO信号発振器 708は LO信号を生成し、この LO信号は増幅器 706を介して周波数変 5に入力されてヽる。周波数変 705は受信 RF信号と LO信号の 2つの入力信号を混合し、受信 IF信号を生成する。スィッチ 707は周波数変換器 705を受信信号出力端子 709に接続し、周波数変換器 705で生成した受信 IF信号を受信信号出力端子 709に出力する。

[0009] 以上は通信装置 700が受信時の動作である力送信時には、スィッチ 704が送信信号入力端子 710と周波数変翻 705を接続し、スィッチ 707が周波数変翻 705 と送信信号増幅器 711を接続し、スィッチ 702が送信信号増幅器 711とアンテナ 70 1を接続するように切り替わる。このように図 21の構成では、スィッチを用いて送受信で信号の経路を切り換えることにより、通信装置 700は、送受信で 1つの周波数変換器 705を共用することが可能となっていた。

[0010] また、他の双方向周波数変換器の従来例としては、特許第 3369396号公報に記載されているものがある。図 22は、特許第 3369396号公報に記載された双方向周波数変換器の一例を示す構成図である。

[0011] 図 22において、受信 RF信号が入力される端子 801と送信 IF信号を入力する端子 802は加算器 803に接続されており、加算器 803は受信 RF信号と送信 IF信号の加算信号を出力する。この加算信号は周波数変 804に入力され、端子 805から入力された LO信号と混合されて受信 IF信号と送信 RF信号が生成される。周波数変換器 804の出力端はバッファアンプ 806、 807に接続されており、バッファアンプ 806は生成された受信 IF信号を増幅して端子 808に出力し、ノッファアンプ 807は生成された送信 RF信号を増幅して端子 809に出力する。

[0012] このように図 22の構成では、周波数変換器の入力側に加算器 803、出力側にバッファアンプ 806、 807を用いることにより、送受信で 1つの周波数変換器 804を共用することが可能となって、た。

[0013] し力ながら、文献「マイクロ波半導体回路基礎と展開」の従来構成では、非線形素子としてダイオードを使用することから周波数変換の際に電力損失があり、変換損失を伴うと!、う課題を有して、た。

[0014] また、特許第 3258791号公報および特許第 3369396号公報の従来構成では、周波数変換器において、受信 RF信号と送信 IF信号を周波数変換器の同一の入力端子に入力し、受信 IF信号と送信 RF信号を同一の出力端子より出力する構成であるため、入力端子および出力端子を各々 IF信号と RF信号の両方の周波数帯に整合させる必要があり、整合回路が複雑となっていた。さらにまた、送受信するためには信号経路を切り換えるためのスィッチが必要となったり、もしくは加算器やバッファァンプが必要となるなど、周波数変以外の構成部品が必要となるという課題を有していた。

発明の開示

[0015] 本発明の目的は、 IF信号力 RF信号への変換と RF信号力 IF信号への変換を可能とした双方向周波数変換器において、一方の周波数変換に対しては変換利得を得られるとともに、スィッチや加算器といった外部回路を不要とした簡易な構成の双方向周波数変翻を提供することである。

[0016] 本発明の第 1の態様に係る双方向周波数変は、バイポーラトランジスタと、そのノイポーラトランジスタのコレクタ端子に接続する負荷インピーダンスと、ベース端子にバイアスを供給するノィァス部と、そのバイアス部への電源の供給を入り切りする第 1のスィッチと、ェミッタ端子に接続するェミッタインピーダンスとを具備し、第 1のスイッチが導通しバイアスが供給された場合には、ベース端子に接続した第 1の信号端子から入力した第 1周波数の入力信号と、ェミッタ端子に接続した第 3の信号端子から入力した局部発振信号とが混合した第 2周波数の出力信号が、コレクタ端子に接続した第 2の信号端子力出力され、第 1のスィッチが切断している場合には、第 2の信号端子から入力した第 2周波数の入力信号と、第 3の信号端子力入力した局部発振信号とが混合した第 1周波数の出力信号が、第 1の信号端子力出力されるものである。

[0017] このように、本発明の双方向周波数変換器は、 1つの周波数変換器で 2種類の周波数の信号を双方に周波数変換することを電源スィッチのみを用いて実現でき、信号経路切り換えスィッチを用いない。このため、送信系と受信系の周波数変換部を共用することができるとともに、無線部の簡素化、小型化、および低コストィ匕が可能となる。また、受信系の周波数変換については、ベース電流を入力とし、コレクタ電流を出力とすることにより、変換利得をもたせることが可能となり、他の利得段の負担が軽減できる。それにより、増幅器の設置位置の制約が減少し、無線部全体のシステム設計の柔軟性を高めることができ、構成設計を容易にすることができる。

[0018] また、本発明の第 2の態様に係る双方向周波数変換器は、負荷インピーダンスへの電源の供給を入り切りする第 2のスィッチをさらに有し、第 2のスィッチは第 1のスィツチと同期して入り切りされるものである。

[0019] これにより、電源スィッチオフ時の周波数変換における変換損失を抑えることがさらにできる。

[0020] また、本発明の第 3の態様に係る双方向周波数変換器は、第 1周波数が無線周波数である場合、第 2周波数が中間周波数であり、第 1周波数が中間周波数である場合は、第 2周波数が無線周波数である。

[0021] これにより、本発明の双方向周波数変換器は、無線通信装置の双方向周波数変換を行うものとして利用することがさらにできる。

[0022] また、本発明の第 4の態様に係る双方向周波数変換器は、第 3の態様に係る双方向周波数変換器を一対具備し、一対の双方向周波数変換器の第 1の信号端子同士を接続して新たな第 1の信号端子とし、一対の双方向周波数変換器の第 3の信号端子に差動の局部発振信号を入力することによりシングルバランス構成としたものである。

[0023] これにより、一対の第 2の信号端子からの出力信号は 180度の位相差をもつバランス出力となるので、差動合成することにより、より高い変換利得を得ることができる。また、一対の第 3の信号端子から 180度の位相差をもつ信号を入力するので、第 1の信号端子から出力される信号は同位相となり、変換損失を抑えることがさらにできる。

[0024] また、本発明の第 5の態様に係る双方向周波数変換器は、第 3の態様に係る双方向周波数変換器を 4つ具備し、 4つの双方向周波数変換器の中の第 1の双方向周波数変換器と第 2の双方向周波数変換器の第 1の信号端子同士を接続し、第 3の双方向周波数変換器と第 4の双方向周波数変換器の第 1の信号端子同士を接続して一対の新たな第 1の信号端子対を構成し、第 1の双方向周波数変換器と第 4の双方向周波数変換器の第 2の信号端子同士を接続し、第 2の双方向周波数変換器と第 3の双方向周波数変換器の第 2の信号端子同士を接続して一対の新たな第 2の信号端子対を構成し、第 1の双方向周波数変換器と第 3の双方向周波数変換器の第 3の信号端子同士を接続し、第 2の双方向周波数変換器と第 4の双方向周波数変換器の第 3の信号端子同士を接続して一対の新たな第 3の信号端子対を構成し、第 3の信号端子対に差動の局部発振信号を入力とすることによりダブルバランス構成としたものである。

[0025] これにより、第 1の信号端子対に差動の信号を入力すると、第 2の信号端子対から出力される信号は 180度の位相差をもつバランス出力となるので、差動合成により、より高い変換利得を得ることができる。また、第 3の信号端子対から 180度の位相差をもつ信号を入力するので、第 1の信号端子対から出力される信号は差動合成され、より変換損失を抑えることがさらにできる。

[0026] また、本発明の第 6の態様に係る双方向周波数変は、バイポーラトランジスタと、そのバイポーラトランジスタのコレクタ端子と接続する負荷インピーダンスと、その負荷インピーダンスを介してコレクタ端子へ電源を供給する第 1の可変電圧源と、ベース端子と接続してノィァスを供給するバイアス部と、そのバイアス部へ電源を供給する第 2の可変電圧源と、ェミッタ端子に接続されたェミッタインピーダンスとを具備し、ェミッタ端子に接続された第 3の信号端子に局部発振信号が入力され、第 1の可変電圧源が第 1の電圧をコレクタ端子に供給し、第 2の可変電圧源が第 2の電圧をべ一ス端子に供給した場合には、第 1の信号端子力入力した第 1周波数の入力信号を局部発振信号と混合して得た第 2周波数の出力信号を、コレクタ端子に接続した第 2 の信号端子より出力し、第 3の信号端子に局部発振信号が入力され、第 1の可変電圧源が第 3の電圧をコレクタ端子に供給し、第 2の可変電圧源が第 4の電圧をベース端子に供給した場合には、第 2の信号端子から入力した第 2周波数の入力信号を局部発振信号と混合して得た第 1周波数の出力信号を第 1の信号端子より出力するものである。

[0027] これにより、第 2の信号端子力も信号を入力したときの変換損失は、局部発振信号レベルがより広、範囲で低くすることができる。

[0028] また、本発明の第 7の態様に係る双方向周波数変換器は、第 1の可変電圧源の第

3の電圧と第 2の可変電圧源の第 4の電圧は、バイポーラトランジスタがターンオンしない電圧に設定されている。

[0029] これにより、ノイポーラトランジスタは確実にダイオードとして動作するので、第 2の信号端子からの入力信号を第 1の信号端子へ低い変換損失で周波数変換することができる。

[0030] また、本発明の第 8の態様に係る双方向周波数変換器は、第 1周波数が無線周波数である場合は、第 2周波数が中間周波数であり、第 1周波数が中間周波数である場合は、第 2周波数が無線周波数である。

[0031] これにより、本発明の双方向周波数変換器は、無線通信装置の双方向周波数変換を行うものとして利用することができる。

[0032] また、本発明の第 9の態様に係る双方向周波数変換器は、第 8の態様に係る双方向周波数変換器を一対具備し、一対の双方向周波数変換器の第 1の可変電圧源同士を共用し新たな第 1の可変電圧源とし、第 2の可変電圧源同士を共用し新たな第 2 の可変電圧源とし、一対の双方向周波数変換器の第 1の信号端子を接続して新たな第 1の信号端子とし、一対の双方向周波数変換器の第 3の信号端子に差動の局部発信信号を入力することによりシングルバランス構成としたものである。

[0033] これにより、一対の第 2の信号端子からの出力信号は 180度の位相差をもつバランス出力となるので、差動合成することにより、より高い変換利得を得ることができる。また、一対の第 3の信号端子から 180度の位相差をもつ信号を入力するので、第 1の信号端子から出力される信号は同位相となり、変換損失を抑えることがさらにできる。

[0034] また、本発明の第 10の態様に係る双方向周波数変翻は、第 8の態様に係る双方向周波数変換器を 4つ具備し、 4つの双方向周波数変換器はそれぞれの第 1の可変電圧源を共用し新たな第 1の可変電圧源とし、それぞれ第 2の可変電圧源同士を共用し新たな第 2の可変電圧源とし、 4つの双方向周波数変換器の第 1の双方向周波数変換器と第 2の双方向周波数変換器の第 1の信号端子同士を接続し、第 3の双方向周波数変換器と第 4の双方向周波数変換器の第 1の信号端子同士を接続して一対の新たな第 1の信号端子対を構成し、第 1の双方向周波数変換器と第 4の双方向周波数変換器の第 2の信号端子同士を接続し、第 2の双方向周波数変換器と第 3の双方向周波数変換器の第 2の信号端子同士を接続して一対の新たな第 2の信号端子対を構成し、第 1の双方向周波数変換器と第 3の双方向周波数変換器の第 3の信号端子同士を接続し、第 2の双方向周波数変換器と第 4の双方向周波数変換器の第 3の信号端子同士を接続して一対の新たな第 3の信号端子対を構成し、第 3の信号端子対に差動の局部発振信号を入力とすることによりダブルバランス構成としたものである。

[0035] これにより、第 1の信号端子対に差動の信号を入力すると、第 2の信号端子対から出力される信号は 180度の位相差をもつバランス出力となるので、差動合成により、より高い変換利得を得ることができる。また、第 3の信号端子対から 180度の位相差をもつ信号を入力するので、第 1の信号端子対から出力される信号は差動合成され、より変換損失を抑えることができる。

[0036] また、本発明の第 11の態様に係る双方向周波数変換器は、第 1の態様乃至第 10 の態様のいずれかに係る双方向周波数変換器において、負荷インピーダンスが負荷抵抗または負荷インダクタとしたものである。

[0037] また、本発明の第 12の態様に係る双方向周波数変換器は、第 1の態様乃至第 11 の態様のいずれかに係る双方向周波数変換器において、負荷インピーダンスが可変負荷インピーダンスであって、可変負荷インピーダンスのインピーダンス値を変更することにより第 1の信号端子力得られる出力信号の位相を制御し、第 2の信号端子力得られる出力信号の利得を制御するとしたものである。

[0038] これにより、本発明の双方向周波数変は、容易に出力信号の利得を制御することがさらにできる。

[0039] また、本発明の第 13の態様に係る双方向周波数変換器は、第 1の態様乃至第 12 の態様のいずれかに係る双方向周波数変換器において、ェミッタインピーダンスをェミッタ抵抗またはェミッタインダクタとしたものである。

[0040] また、本発明の第 14の態様に係る双方向周波数変換器は、第 1の態様乃至第 13 の態様のいずれかに係る双方向周波数変換器において、ェミッタインピーダンスを可変ェミッタインピーダンスとし、可変ェミッタインピーダンスの値により出力信号の電力を制御するものである。

[0041] これにより、本発明の双方向周波数変は、容易に出力信号の利得を制御することがさらにできる。

[0042] また、本発明の第 15の態様に係る双方向周波数変翻は、第 4の態様または第 9 の態様に係る双方向周波数変換器において、一対または 4つの双方向周波数変換器のェミッタインピーダンスが可変ェミッタインピーダンスであり、負荷インピーダンスが可変負荷インピーダンスであって、さらに、新たな第 1の信号端子に入出力される信号の電力を分配する電力分配器と、電力分配器で分配された信号に応じた制御信号を出力する制御部とを備え、制御信号により可変ェミッタインピーダンスと可変負荷インピーダンスのインピーダンス値を変えて出力信号の位相を制御するものである。

[0043] これにより、電力分配器が入力信号レベル、あるいは出力信号レベルを検出して負荷インピーダンスのインピーダンス値を変更するので、変換利得を自動的に調整して出力を所定のレベルに保つことがさらに可能になる。

[0044] また、本発明の第 16の態様に係る双方向周波数変換器は、第 5の態様または第 1 0の態様に係る前記 4つの双方向周波数変換器のェミッタインピーダンスが可変エミッタインピーダンスであり、負荷インピーダンスが可変負荷インピーダンスであって、さらに、新たな第 1の信号端子に入出力される信号の電力を分配する電力分配器と、その電力分配器で分配された信号に応じた制御信号を出力する制御部とを備え、その制御信号により可変ェミッタインピーダンスと可変負荷インピーダンスのインピーダンス値を変えて出力信号の位相を制御するものである。

[0045] これにより、電力分配器が入力信号レベル、あるいは出力信号レベルを検出して負荷インピーダンスのインピーダンス値を変更するので、変換利得を自動的に調整して出力を所定のレベルに保つことがさらに可能になる。

[0046] また、本発明の第 17の態様に係る双方向周波数変翻は、第 1の態様乃至第 16 の態様のいずれかに係る双方向周波数変^^において、バイポーラトランジスタの代わりに FET(Field Effect Transistor)を用い、ベース端子を FETのゲート端子とし、ェミッタ端子を FETのソース端子とし、コレクタ端子を FETのドレイン端子としたものである。これにより、より小型に集積ィ匕することができる。

[0047] 本発明の第 18の態様に係る無線機は、アンテナと、アンテナに接続された双方向増幅器と、双方向増幅器を介してアンテナに接続された本発明の第 1の態様乃至第 17の態様のいずれかに記載の双方向周波数変換器と、双方向周波数変換器に局部発振信号を入力するように接続された局部発振器を備えたものである。

[0048] これによつて、本発明の無線機は、 1つの周波数変換器で 2種類の周波数の信号を双方向に周波数変換することができる。具体的には、 IF信号から RF信号への変換と RF信号から IF信号への変換を電源スィッチのみを用いて実現できるので、無線部が簡素になり小型化できる。これに伴い、無線機も簡素化、小型化、および低コスト化が可能となる。

[0049] また、本発明の第 19の態様に係る無線機は、第 18の態様における双方向増幅器力 S3端子スィッチと、その 3端子スィッチの一方の接続端子に入力端が接続された第 1の増幅器と、 3端子スィッチの他方の接続端子に出力端が接続された第 2の増幅器とから構成され、 3端子スィッチの共通端子にアンテナが接続し、第 1の増幅器の出力端と第 2の増幅器の入力端とが本発明に係る周波数変^^に接続するものである

[0050] このように、通常のプリアンプとスィッチを用いても本発明の無線機を実現することができる。 [0051] また、本発明の第 20の態様に係る無線機は、アンテナと双方向増幅器との間にさらに、パワーアンプと 2端子スィッチとをさらに有し、パワーアンプの出力端と 2端子スイッチの一方の端子がアンテナに接続され、パワーアンプの入力端と 2端子スィッチの他方の端子とが本発明に係る双方向増幅器に接続するものである。

[0052] これにより、さらに、送信のみ高出力の無線機を実現することができる。

[0053] 以上のように、本発明の双方向周波数変換器および無線機によれば、 1つの周波数変換器で IF信号から RF信号への変換と RF信号から IF信号への変換を信号経路切り換えスィッチなどの外部回路を用いずに実現できる。また、これにより、送信と受信を時分割で行う時分割複信 (TDD)方式の無線システムに適用する装置の無線部において、送信系と受信系の周波数変換部を共用できるので、該無線部の簡素化、小型化、および低コストィ匕が可能となる。

[0054] また、一方の周波数変換にっ、ては変換利得をもたせることが可能であるので、他の利得段の負担が軽減できる。これにより、無線部全体のシステム設計の柔軟性が高まり、構成設計が容易になる。

図面の簡単な説明

[0055] [図 1A]図 1Aは、本発明の実施の形態 1における双方向周波数変換器の順方向変換時の回路図である。

[図 1B]図 1Bは、本発明の実施の形態 1における双方向周波数変換器の逆方向変換時の等価回路図である。

[図 2A]図 2Aは、本発明の実施の形態 2における双方向周波数変換器の順方向変換時の回路図である。

[図 2B]図 2Bは、本発明の実施の形態 2における双方向周波数変換器の逆方向変換時の等価回路図である。

[図 3A]図 3Aは、本発明の実施の形態 1における双方向周波数変換器の LO信号レベルに対する変換利得の解析結果を示す特性図である。

[図 3B]図 3Bは、本発明の実施の形態 2における双方向周波数変換器の LO信号レベルに対する変換利得の解析結果を示す特性図である。

[図 4A]図 4Aは、本発明の実施の形態 4における双方向周波数変換器の回路図である。

圆 4B]図 4Bは、本発明の実施の形態 4における双方向周波数変換器の回路図である。

圆 4C]図 4Cは、本発明の実施の形態 4における双方向周波数変翻の回路図である。

圆 5A]図 5Aは、本発明の実施の形態 5における双方向周波数変換器の回路図である。

圆 5B]図 5Bは、本発明の実施の形態 5における双方向周波数変翻の回路図である。

圆 5C]図 5Cは、本発明の実施の形態 5における双方向周波数変翻の回路図である。

[図 6]図 6は、本発明の実施の形態 6におけるシングルバランス双方向周波数変換器の回路図である。

[図 7]図 7は、本発明の実施の形態 7におけるシングルバランス双方向周波数変換器の回路図である。

[図 8]図 8は、本発明の実施の形態 8におけるダブルバランス双方向周波数変換器の回路図である。

[図 9]図 9は、本発明の実施の形態 9におけるダブルバランス双方向周波数変換器の回路図である。

[図 10]図 10は、本発明の実施の形態 10における無線機のブロック図である。

[図 11]図 11は、本発明の実施の形態 11における無線機のブロック図である。

[図 12]図 12は、本発明の実施の形態 12における無線機のブロック図である。

[図 13A]図 13Aは、本発明の実施の形態 1における他の例の双方向周波数変換器の回路図である。

[図 13B]図 13Bは、本発明の実施の形態 2における他の例の双方向周波数変換器の回路図である。

[図 14]図 14は、本発明の実施の形態 6における他の例のシングルバランス双方向周波数変換器の回路図である。 [図 15]図 15は、本発明の実施の形態 8における他の例のダブルバランス双方向周波数変の回路図である。

圆 16A]図 16Aは、本発明の実施の形態 3における双方向周波数変換器の順方向変換時の回路図である。

圆 16B]図 16Bは、本発明の実施の形態 3における双方向周波数変翻の逆方向変換時の等価回路図である。

[図 17]図 17は、本発明の実施の形態 3における双方向周波数変換器の LO信号レベルに対する変換利得の解析結果を示す特性図である。

[図 18]図 18は、本発明の実施の形態 6における他の例のシングルバランス双方向周波数変換器の回路図である。

[図 19]図 19は、本発明の実施の形態 8における他の例のダブルバランス双方向周波数変の回路図である。

[図 20]図 20は、従来の双方向周波数変換器の回路図である。

[図 21]図 21は、従来の双方向周波数変換器を含む通信装置の構成図である。

[図 22]図 22は、従来の双方向周波数変換器の構成図である。

符号の説明

1 バイポーラトランジスタ

2 ェミッタ端子

3 コレクタ端子

4 ベース端子

5, 8, 12 キャパシタ

6, 6a, 6b LO端子

7 ェミッタ側抵抗

9, 9a, 9b, 33 IF端子

10 コレクタ佃 j抵抗

11 電源スィッチ

13, 13a, 13b RF端子

14, 15 ベースバイアス抵抗 , 17 電圧供給源

可変エミッタ側抵抗

可変コレクタ側抵抗

電力分配器

, 22 制御部

, 701 アンテナ

双方向増幅器

LO信号発振器

3端子スィッチ

， 36 増幅器

2端子スィッチ

パワーアンプ

, 41 可変電圧供給源

0, 200, 250, 300, 301, 401， 402, 403, 404, 411, 412, 413, 414 双方向周波数変換器

0， 410 シングルバランス双方向周波数変換器

0， 430 ダブルバランス双方向周波数変翻

0, 510, 520 無線機

1， 603, 605, 801， 802, 805, 808, 809 端子

2, 604 卜ランス

6 ダイオードブリッジ

0 通信装置

2, 704, 707 スィッチ

3 受信信号増幅器

5, 804 周波数変換器

6 増幅器

LO信号発振器

9 受信信号出力端子 710 送信信号入力端子

711 送信信号増幅器

803 加算器

806, 807 ノッファアンプ

発明を実施するための最良の形態

[0057] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の説明においては、 RF信号から IF信号に周波数を下げる周波数変換を順方向変換と呼び、 IF信号力 RF信号に周波数を上げる周波数変換を逆方向変換と呼ぶ。また、図面において、同一のものについては同一符号を付して表示する。

[0058] (実施の形態 1)

図 1A、および図 IBは、本発明の実施の形態 1における双方向周波数変^ ^100 の回路図である。図 1Aは、双方向周波数変換器 100の順方向変換時の回路図であり、図 1Bは、双方向周波数変^ ^100の逆方向変換時の回路図である。

[0059] 図 1A、および図 IBにおいて、 NPN型のバイポーラトランジスタ 1は、ェミッタ端子 2 、コレクタ端子 3およびベース端子 4を有している。ェミッタ端子 2は、キャパシタ 5を介して LO信号を入力する LO端子 6と接続するとともにェミッタ側抵抗 7を介して接地される。コレクタ端子 3は、キャパシタ 8を介して IF信号を入出力する IF端子 9に接続されるとともにコレクタ側抵抗 10を介して電圧供給源 17にも接続される。このコレクタ側抵抗 10が負荷インピーダンスに相当する。

[0060] ベース端子 4は、キャパシタ 12を介して RF信号を入出力する RF端子 13に接続されるとともにベースバイアス抵抗 14、ベースノィァス抵抗 15と接続される。ベースバィァス抵抗 14は電源スィッチ 11を介して電圧供給源 16に接続し、ベースバイアス抵抗 15は接地してベース端子 4にベースバイアスを与えている。これらベースバイアス抵抗 14、 15がベース端子 4にベースバイアスを与えている構成が本発明に係るバイァス部に相当する。電源スィッチ 11は、電圧供給源 16とベースバイアス抵抗 14の接続をオン Zオフする。この電源スィッチ 11は本発明に係る第 1のスィッチに相当する

[0061] また、本実施の形態では、具体的周波数の一例として、 RF信号の周波数を 2. 45 GHz, LO信号の周波数を 1. 88GHz、 IF信号の周波数を 570MHzとするが、それぞれ信号の周波数はこれに限ったものではない。

[0062] 次に、図 1Aを用いて、順方向変換の動作について説明する。

[0063] 順方向変換時に、電源スィッチ 11はオンしている。 RF信号について注目すると、 R F信号はキャパシタ 12を介してベース端子 4に入力されると、増幅された RF信号としてコレクタ端子 3に流れるコレクタ電流になる。 LO信号について注目すると、 LO信号はキャパシタ 5を介してェミッタ端子 2に入力され、増幅された LO信号としてコレクタ端子 3に流れるコレクタ電流となる。このとき、バイポーラトランジスタ 1の非線形性によりコレクタ端子 3には、増幅された RF信号と増幅された LO信号が混合された信号が出力される。すなわち、バイポーラトランジスタ 1は、 RF信号（2. 45GHz)と LO信号（ 1. 88GHz)力ら、 570MHzの信号と 4. 33GHzの信号からなる混合信号を出力するが、双方向周波数変翻は、 IF端子 9に低周波側の混合信号を通過させるフィルタ（図示を省略)を付加することにより、 570MHzの IF信号を選択する。なお、上記の例では、 RF信号が本発明に係る第 1周波数の入力信号に相当し、 IF信号が第 2周波数の出力信号に相当する。

[0064] 次に、図 1Bを用いて、逆方向変換の動作について説明する。

[0065] 図 1Bは、双方向周波数変^ ^100の逆方向変換時においてバイポーラトランジスタ 1をダイオードで表現した等価回路図である。

[0066] 図 1Bにおいて、電源スィッチ 11は逆方向変換時にオフしている。したがって、ベースバイアスがかかっていないので、バイポーラトランジスタ 1はトランジスタとしての動作はできずダイオードとして動作する。

[0067] ノイポーラトランジスタ 1は、ベース端子 4とェミッタ端子 2間およびベース端子 4とコレクタ端子 3間を接続する 2個のダイオードとしてあらわすことができる。これにより、 IF 端子 9から入力された IF信号と、 LO端子 6から入力された LO信号とがダイオードで混合し、その混合した信号が RF端子 13に出力される。ここで、バイポーラトランジスタ 1は、 IF信号（570MHz)と LO信号（1. 88GHz)力ら、 1. 31GHzの信号と 2. 45 GHzの信号力もなる混合信号を出力するが、双方向周波数変は、 RF端子 13 に高周波側の混合信号を通過させるフィルタ（図示を省略)を付加することにより、 2. 45GHzの RF信号を選択する。なお、上記の例では、 RF信号が本発明に係る第 1周波数の出力信号に相当し、 IF信号が第 2周波数の入力信号に相当する。

[0068] 次に、本実施の形態 1における双方向周波数変^^の解析例について説明する。

このとき、電圧供給源 16を 3Vに設定し、ノイポーラトランジスタ 1の各端子の電位は、通常ェミッタ接地型の増幅器と同様に与えて解析を行った。また、 RF信号の周波数は 2. 45GHz, LO信号の周波数は 1. 88GHz、 IF信号の周波数は 570MHzである。

[0069] 図 3Aは、本実施の形態 1における LO信号入力レベルに対する変換利得の解析結果である。図 3Aにおいて、順方向の変換利得特性 3001は、 LO信号レベルが + 8d Bmのとき + 11. 3dBの変換利得があることを示し、逆方向の変換利得特性 3002は、 15dBの変換損失があることを示している。

[0070] 以上より、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、 1つの周波数変換器で I F信号から RF信号への変換と、 RF信号から IF信号への変換を信号経路切り換えスイッチなどを用いずに、電源スィッチのみを用いて実現できる。これにより、無線部の簡素化、小型化、および低コストィ匕が可能となる。また、順方向の周波数変換については、変換利得を持たせることが可能となり、他の利得段の負担を軽減できる。それにより、増幅器の設置位置の制約が減少し、無線部全体のシステム設計の柔軟性を高め、構成設計を容易にすることができる。

[0071] なお、本発明の双方向周波数変換器の RF端子 13、 LO端子 6および IF端子 9にそれぞれ整合回路を付加してもよい。そのときは、順方向変換時にあわせた整合回路でも、逆方向変換時にあわせた整合回路でも力まわない。また、整合回路を順方向変換時、逆変換方向時のそれぞれの状態に合わせて可変または切り換えてもよい。

[0072] また、本実施の形態では、コレクタ端子に IF信号を入出力し、ベース端子に RF信号を入出力することにより、順方向変換で RF信号から IF信号に、逆方向変換で IF信号から RF信号に変換した。しかしこれに限らず、コレクタ端子に RF信号を入出力し、ベース端子に IF信号を入出力することにより、順方向変換で IF信号から RF信号に、逆方向変換で RF信号から IF信号に変換してもよい。また、コレクタ端子に第 1の中間周波数信号 (IF1信号)を入出力し、ベース端子に第 2の中間周波数信号 (IF2信号)を入出力することで、順方向変換で IF2信号から IF1信号に、逆方向変換で IF1 信号力 IF2信号に変換してもよ、。

[0073] また、本実施の形態では、順方向変換と逆方向変換で同一周波数の LO信号を用いたが、順方向変換時と逆方向変換時に、それぞれ異なる周波数の LO信号を用いてもよい。

[0074] また、本実施の形態では、 NPN型のノ《イポーラトランジスタを用いて説明したが PN p型のバイポーラトランジスタを用いてもょ、。

[0075] さらに、本実施の形態では、バイポーラトランジスタを用いて説明した力図 13Aに示すように、 FETを用いて、ベース端子をゲート端子に、ェミッタ端子をソース端子に、コレクタ端子をドレイン端子に置き換えてもよい。これにより、より小型に集積化することができる。

[0076] また、本実施の形態では、バイポーラトランジスタのベースバイアスに、ベースバイァス抵抗を 2個用いた電流帰還型とした力他の構成でも力まわな!/、。

[0077] また、本実施の形態では、ェミッタ側抵抗のかわりにインダクタを、ある、はコレクタ側抵抗のかわりにインダクタを用いても力まわな、。

[0078] また、本実施の形態では、電源スィッチは機械的にオンとオフを切り換えるスィッチについて説明した力 FETトランジスタなどを用いてゲート電圧によりソース'ドレイン間をオン/オフ切り換えてもよ、。

[0079] また、本実施の形態の双方向周波数変換器は、集積回路の一部として用いてもよいし、ノッケージ部品として用いても良い。

[0080] (実施の形態 2)

図 2A、および図 2Bは、本発明の実施の形態 2における双方向周波数変換器 200 の回路図である。図 2Aは、双方向周波数変換器 200の順方向変換時の回路図であり、図 2Bは、双方向周波数変換器 200の逆方向変換時の回路図である。以下に実施の形態 1と異なる点のみ説明する。

[0081] 本実施の形態は、実施の形態 1における電圧供給源 17を省略し、電圧供給源 16 を共用した双方向周波数変である。

[0082] 図 2Aにおいて、電源スィッチ 23、 24は順方向変換時にオンして、 1つの電圧供給源 16力もベースバイアス抵抗 14およびベースバイアス抵抗 15によりベースバイアスが供給される。また、コレクタ側抵抗 10により負荷抵抗へ電圧が供給される。このときの動作は、実施の形態 1と同一である。なお、電源スィッチ 23は本発明に係る第 1のスィッチに相当し、電源スィッチ 24は第 2のスィッチに相当する。

[0083] 次に、図 2Bを用いて逆方向変換の動作について説明する。

[0084] 逆方向変換時に、電源スィッチ 23、 24はオフしているので、コレクタ端子 3はフローティング状態となる。また、ベースバイアスも力からないため、バイポーラトランジスタ 1 はトランジスタとしての動作はできずダイオードとして動作する。

[0085] 図 2Bは、双方向周波数変^ ^200の逆方向変換時においてバイポーラトランジスタ 1をダイオードで表現した等価回路図である。

[0086] 図 2Bにおいて、バイポーラトランジスタ 1は、ベース端子 4とェミッタ端子 2、およびベース端子 4とコレクタ端子 3を接続する 2個のダイオードとしてあらわすことができる。これにより、 IF端子 9から入力された IF信号と、 LO端子 6から入力された LO信号とがダイオードで混合した信号が、 RF端子 13に出力される。ここで、バイポーラトランジスタ 1は、 IF信号（570MHz)と LO信号（1. 88GHz)力ら、 1. 31GHzの信号と 2. 45GHzの信号力もなる混合信号を出力するが、周波数変は、 RF端子 13に高周波側の混合信号を通過させるフィルタ（図示を省略)を付加することにより、 2. 45G Hzの RF信号を選択する。

[0087] 次に、本実施の形態 2における双方向周波数変換器の解析例について図 3Bを用いて説明する。実施の形態 1と同様に、電圧供給源 16を 3Vに設定し、バイポーラトランジスタ 1の各端子の電位は、通常ェミッタ接地型の増幅器と同様に与えて解析を行つた。また、 RF信号の周波数は 2. 45GHz, LO信号の周波数は 1. 88GHz、 IF信号の周波数は 570MHzである。

[0088] 図 3Bにおいて、順方向の変換利得特性 3003は、 LO信号レベルが + 8dBmのとき変換利得は + 11. 3dBを示しており、逆方向の変換利得特性 3004は、変換損失 8. OdBを示している。また、本実施の形態における双方向周波数変換器の逆方向の最小変換損失は、実施の形態 1のものより小さくなることを示している。

[0089] 以上より、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、実施の形態 1の効果にカロえて、逆方向の周波数変換、すなわち送信系の周波数変換における変換損失を抑えることがさらにできる。

[0090] また、本実施の形態では、バイポーラトランジスタを用いて説明したが、図 13Bに示すように、 FETを用いて、ベース端子をゲート端子に、ェミッタ端子をソース端子に、コレクタ端子をドレイン端子に置き換えてもよい。

[0091] (実施の形態 3)

図 16A、および図 16Bは、本発明の実施の形態 3における双方向周波数変換器 2 50の回路図である。図 16Aは、双方向周波数変^ ^250の順方向変換時の回路図であり、図 16Bは、双方向周波数変換器 250の逆方向変換時の等価回路図である。以下に実施の形態 1と異なる点のみ説明する。

[0092] 本実施の形態の双方向周波数変換器は、実施の形態 1における電圧供給源 17の代わりに可変電圧供給源 40をコレクタ側抵抗 10と接続し、実施の形態 1の電圧供給源 16と電源スィッチ 11の代わりに可変電圧供給源 41をベースバイアス抵抗 14と接続している。なお、可変電圧供給源 40、 41の一例として、複数の電圧供給源を切り換える回路を用いているが、これに限られるものではない。なお、可変電圧供給源 40 が本発明に係る第 1の可変電圧源に相当し、可変電圧供給源 41が第 2の可変電圧源に相当する。

[0093] 図 16Aを用いて、順方向変換の動作について説明する。

[0094] 図 16Aにおいて、順方向変換時に、可変電圧供給源 40は、順方向コレクタ側電位 40aをコレクタ側抵抗 10に与え、可変電圧供給源 41は、順方向ベース側電位 41aをベースバイアス抵抗 14に与える。これら順方向コレクタ側電位 40aと順方向ベース側電位 41 aが、それぞれ本発明に係る第 1の電圧と第 2の電圧に相当する。

[0095] RF信号について注目すると、 RF信号はキャパシタ 12を介してベース端子 4に入力されると、増幅された RF信号としてコレクタ端子 3に流れるコレクタ電流になる。 LO信号について注目すると、 LO信号はキャパシタ 5を介してェミッタ端子 2に入力され、増幅された LO信号としてコレクタ端子 3に流れるコレクタ電流となる。このとき、バイポ一ラトランジスタ 1の非線形性によりコレクタ端子 3は、増幅された RF信号と増幅された LO信号が混合された信号が出力される。すなわち、バイポーラトランジスタ 1は、 R F信号（2. 45GHz)と LO信号（1. 88GHz)力ら、 570MHzの信号と 4. 33GHzの信号からなる混合信号を出力する。双方向周波数変換器は、 IF端子 9に低周波側の混合信号を通過させるフィルタ (図示)省略を付加することにより、 570MHzの IF信号を選択する。

[0096] 次に、図 16Bを用いて逆方向変換の動作について説明する。

[0097] 逆方向変換時に、可変電圧供給源 40は、逆方向コレクタ側電位 40bをコレクタ側抵抗 10に与え、可変電圧供給源 41は、逆方向ベース側電位 41bをベースノィァス抵抗 14に与える。これら逆方向コレクタ側電位 40bと逆方向ベース側電位 41b力それぞれ本発明に係る第 3の電圧と第 4の電圧に相当する。また、この逆方向ベース側電位 41bは、ベース電位 4がバイポーラトランジスタ 1をターンオンしない電位、すなわち、通常、電位差が 0. 6〜0. 7ボルトとなるように、逆方向コレクタ側電位 40bより高く設定されている。このため、逆方向コレクタ側電位 40bと逆方向ベース側電位 41 bでは、バイポーラトランジスタ 1は、トランジスタとして動作できずダイオードとして動作する。図 16Bは、双方向周波数変^ ^250の逆方向変換時において、バイポーラトランジスタ 1をダイオードで表現した等価回路図である。このときの動作は、実施の形態 1のものと同一である。

[0098] 次に、本実施の形態 3における双方向周波数変^^の解析例について説明する。

一例として、順方向コレクタ側電位 40aと順方向ベース側電位 41aを 3Vに設定し、逆方向コレクタ側電位 40bを 0Vに設定し、逆方向ベース電位 41bを 0. 8Vに設定した。順方向変換時のバイポーラトランジスタ 1の各端子の電位は、通常ェミッタ接地型の増幅器と同様に与えて解析を行った。また、実施の形態 1と同様に、 RF信号の周波数は 2. 45GHz, LO信号の周波数は 1. 88GHz、 IF信号の周波数は 570MHzである。

[0099] 図 17は、 LO信号入力レベルに対する変換利得の解析結果である。図 17において、順方向の変換利得特性 1701は実施の形態 1や実施の形態 2と大差がないが、逆方向の変換利得特性 1702は、 LO信号レベルが + 7〜 + 13dBmの範囲で、逆方向変換の変換損失が 10dB程度となった。

[0100] 以上より、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、実施の形態 1の効果にカロえて、 LO信号レベルの広、領域で変換損失の低、状態を保つことができる。

[0101] (実施の形態 4)

本実施の形態では、実施の形態 2で説明した双方向周波数変換器に、変換利得および出力した信号の位相を調整する機能を付加した双方向周波数変換器について説明する。なお、以下の説明では、実施の形態 2と異なる点のみ記載する。

[0102] 図 4Aは、本発明の実施の形態 4における双方向周波数変換器 300の回路図である。実施の形態 2と異なる点は、バイポーラトランジスタ 1のェミッタ端子 2にェミッタ側抵抗 7の代わりに可変エミッタ側抵抗 18が接続されてヽる点である。

[0103] これにより、可変ェミッタ側抵抗 18の抵抗値を変更することで、順方向変換の変換利得を制御することができる。すなわち、可変ェミッタ側抵抗 18の値を小さくすると順方向変換の変換利得は上昇し、可変ェミッタ側抵抗 18の値を大きくすると順方向変換の変換利得は下降する。

[0104] また、逆方向変換時は、可変ェミッタ側抵抗 18の抵抗値を変更することで、逆方向変換の変換損失および出力する RF信号の位相を制御することができる。すなわち、可変ェミッタ側抵抗 18の値を小さくすると逆方向変換の変換損失は大きくなり、出力する RF信号の位相が遅れる。また、可変ェミッタ側抵抗 18の値を大きくすると逆方向変換の変換損失は少なくなり、出力する RF信号の位相が進む。

[0105] 以上より、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、容易に出力信号の利得を制御することができる。

[0106] また、本実施の形態では、コレクタ側抵抗とベースノィァス抵抗は、共通の電圧供給源と接続したが、実施の形態 1の双方向周波数変翻と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗がそれぞれ異なる電圧供給源と接続しても力まわな、。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図 4Bに示す。あるいは、実施の形態 3の双方向周波数変^^と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗がそれぞれ異なる可変電圧供給源と接続しても力まわない。このときの双方向周波数変の回路図を図 4Cに示す。具体的には、順方向変換時に、可変電圧供給源 40は、順方向コレクタ側電位 40aをコレクタ側抵抗 10に与え、可変電圧供給源 41は、順方向ベース側電位 41aをベースバイアス抵抗 14に与える。また、逆方向変換時に、可変電圧供給源 40は、逆方向コレクタ側電位 40bをコレクタ側抵抗 10に与え、可変電圧供給源 41 は、逆方向ベース側電位 41bをベースバイアス抵抗 14に与える。なお、ベースバイァスは、他のベースバイアス構成によって、可変電圧供給源と接続しても力まわない

[0107] また、本実施の形態では、可変ェミッタ側抵抗を用いて説明したが、可変ェミッタ側抵抗のかわりに可変インダクタを、コレクタ側抵抗のかわりにインダクタを用いても力まわない。

[0108] (実施の形態 5)

本実施の形態では、実施の形態 2で説明した双方向周波数変換器に、順方向変換時に変換利得を調整し、逆方向変換時に出力した信号の位相を調整する機能を付加した双方向周波数変換器について説明する。なお、以下の説明では、実施の形態 2と異なる点のみ記載する。

[0109] 図 5Aは、本発明の実施の形態 5における双方向周波数変換器 301の回路図である。実施の形態 2と異なる点は、バイポーラトランジスタ 1のコレクタ端子 2にコレクタ側抵抗 10の代わりに可変コレクタ側抵抗 19が接続されている点である。

[0110] これにより、可変コレクタ側抵抗 19の抵抗値を変更することで、順方向変換に出力する IF信号の変換利得を制御することができる。すなわち、可変コレクタ側抵抗 19の値を小さくすると変換利得は小さくなり、可変コレクタ側抵抗 19の値を大きくすると変換利得は大きくなる。

[0111] また、逆方向変換時は、可変コレクタ側抵抗 19の抵抗値を変更することで、逆方向変換に出力する RF信号の位相を制御することができる。すなわち、可変コレクタ側抵抗 19の値を小さくすると逆方向変換に出力する RF信号の位相が進む。また、可変コレクタ側抵抗 19の値を大きくすると逆方向変換に出力する RF信号の位相が遅れる。

[0112] 以上より、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、容易に出力信号の利得を制御することができる。

[0113] また、本実施の形態では、コレクタ側抵抗とベースノィァス抵抗が共通電圧供給源と接続したが、実施の形態 1の双方向周波数変翻と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗がそれぞれ異なる電圧供給源と接続しても力まわな、。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図 5Bに示す。

[0114] あるいは、実施の形態 3の双方向周波数変^^と同様に、コレクタ側抵抗とベースノィァス抵抗がそれぞれ異なる可変電圧供給源と接続しても力まわな、。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図 5Cに示す。具体的には、順方向変換時に、可変電圧供給源 40は、順方向コレクタ側電位 40aをコレクタ側抵抗 10に与え、可変電圧供給源 41は、順方向ベース側電位 41aをベースノィァス抵抗 14に与える。また、逆方向変換時に、可変電圧供給源 40は、逆方向コレクタ側電位 40bをコレクタ側抵抗 10に与え、可変電圧供給源 41は、逆方向ベース側電位 41bをベースバイアス抵抗 14に与える。なお、ベースバイアスは、他のベースバイアス構成によって、可変電圧供給源から印加されても力まわな、。

[0115] また、ェミッタ抵抗のかわりにインダクタを用い、可変コレクタ側抵抗のかわりに可変インダクタを用いても力まわな、。

[0116] (実施の形態 6)

本実施の形態では、シングルバランス双方向周波数変換器について説明する。

[0117] 図 6は、本発明の実施の形態 6におけるシングルバランス双方向周波数変換器 40 0の回路図である。

[0118] 図 6において、双方向周波数変^ ^401、 402は、実施の形態 2と同一のものであり、電源スィッチ 23、 24と電圧供給源 16を共有している。そのために、双方向周波数変 401、 402は、それぞれのコレクタ側抵抗 10が電源スィッチ 24に接続し、ベースバイアス抵抗 14も電源スィッチ 23と接続している。また、両方の RF端子は接続され、同一の RF信号が入力あるいは出力される。 IF端子 9a、 9bと LO端子 6a、 6b は一対それぞれ有して!/、る。

[0119] このように構成された双方向周波数変換器の動作について、以下に説明する。

[0120] 初めに、順方向変換の動作について説明する。順方向変換時に、電源スィッチ 23 、 24はオンしている。 RF信号は、 RF端子 13から双方向周波数変^ ^401、 402に入力される。このとき、 LO端子 6aに LO信号が入力され、 LO端子 6bに LO信号と 18 0度の位相差をもつ LOB信号が入力される。これにより、 IF端子 9aに出力される信号 (以下、 IF信号という。）と IF端子 9bに出力される信号 (以下、 IFB信号）は 180度の位相差をもつバランス出力となる。このため、これら IF信号と IFB信号を差動合成することにより、より高い変換利得を得られる。

[0121] 次に、逆方向変換の動作について説明する。

[0122] 逆方向変換時に、電源スィッチ 23、 24はオフしている。 IF端子 9aに IF信号が入力し、 IF端子 9bに IF信号と 180度の位相差をもつ IFB信号が入力される。また、 LO端子 6aに LO信号が入力され、 LO端子 6bに LO信号と 180度の位相差をもつ LOB信号が入力される。これより、双方向周波数変 401から出力される信号と、双方向周波数変翻402から出力される信号とは同じ位相を持ち、 RF端子 13には、合成された、より変換損失が抑えられた RF信号が出力される。

[0123] 以上のように、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、実施の形態 2に比較して、順方向の周波数変換においては、一対の IF信号端子からの出力信号は 18 0度の位相差をもつバランス出力となるので、差動合成することにより、より高い変換利得を得ることができる。また、逆方向の周波数変換においては、一対の IF信号端子から 180度の位相差をもつ信号を入力するので、 RF信号端子力も出力される信号は同位相となり、変換損失を抑えることがさらにできる。

[0124] なお、 RF端子 13、 LO端子 6および IF端子 9にそれぞれ整合回路を付加してもよい。そのときは、順方向変換時にあわせた整合回路でも、逆方向変換時にあわせた整合回路でも力まわない。また、整合回路を順方向変換時、逆変換方向時のそれぞれの状態に合わせて可変または切り換えてもよい。

[0125] また、本実施の形態では、コレクタ端子対に IF信号と IFB信号を入出力し、ベース端子に RF信号を入出力することで、順方向変換で RF信号力も IF信号に、逆方向変換で IF信号から RF信号に変換したが、コレクタ端子対に RF信号と、それと 180度の位相差をもつ RFB信号を入出力し、ベース端子に IF信号を入出力することで、順方向変換で IF信号から RF信号に、逆方向変換で RF信号から IF信号に変換してもよ、。また、コレクタ端子対に第 1の中間周波数信号 (IF1信号)を入出力し、ベース端子に第 2の中間周波数信号 (IF2信号)を入出力することで、順方向変換で IF2信号から IF1信号に、逆方向変換で IF1信号力 IF2信号に変換してもよい。

[0126] また、本実施の形態では、順方向変換と逆方向変換で同一周波数の LO信号を用いたが、順方向変換時と逆方向変換時に、それぞれ異なる周波数の LO信号を用いてもよい。

[0127] また、本実施の形態では、コレクタ側抵抗とベースノィァス抵抗が共通電圧供給源と接続したが、実施の形態 1の双方向周波数変翻と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗にそれぞれ異なる電源スィッチおよび電圧供給源を用意し接続してもかまわない。このときの双方向周波数変^^の回路図を、図 14に示す。あるいは、実施の形態 3の双方向周波数変^^と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗がそれぞれ異なる可変電圧供給源と接続してもカゝまわない。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図 18に示す。なお、ベースバイアスは、他のベースバイァス構成によって可変電圧供給源力も印加されても力まわない。

[0128] また、本実施の形態では、順方向変換でシングル入力'バランス出力、逆方向変換でバランス入力 'シングル出力とした力順方向変換でバランス入力 'シングル出力、逆方向変換でシングル入力'バランス出力としてもよい。

[0129] (実施の形態 7)

本実施の形態では、実施の形態 6で説明したシングルバランス双方向周波数変換器に、変換利得の調整機能、および逆方向変換時に出力した位相の調整機能を付カロしたシングルバランス双方向周波数変翻について説明する。なお、以下の説明は実施の形態 6と異なる点のみ記載する。

[0130] 図 7は、本発明の実施の形態 7におけるシングルバランス双方向周波数変換器 41 0の回路図である。

[0131] 図 7において、双方向周波数変換器 411、 412のェミッタ端子 2は、キャパシタ 5を介して LO信号を入力する LO端子 6a、 6bと接続するとともに可変ェミッタ側抵抗 18 を介して接地される。コレクタ端子 3は、キャパシタ 8を介して IF信号を入出力する IF 端子 9a、 9bに接続されるとともに可変コレクタ側抵抗 19を介して電源スィッチ 24にも接続している。ベース端子 4は、キャパシタ 12を介して電力分配器 20に接続されるとともにベースバイアス抵抗 14、ベースノィァス抵抗 15と接続される。ベースバイアス抵抗 14は電源スィッチ 23に接続し、ベースバイアス抵抗 15は接地し、ベース端子 4 にベースバイアスが与えられる。 [0132] このように、双方向周波数変^ ^411と双方向周波数変^ ^412は、電源スィッチ 23、 24と電圧供給源 16を共用している。また、制御部 21は、電力分配器 20、可変ェミッタ側抵抗 18、および可変コレクタ側抵抗 19と接続し、電力分配器 20から分配された信号に応じた制御信号を、可変ェミッタ側抵抗 18、可変コレクタ側抵抗 19に出力し、それらの抵抗値を変更する。

[0133] このように構成された双方向周波数変換器の動作について、以下に説明する。

[0134] 初めに、順方向変換の動作について説明する。順方向変換時に、電源スィッチ 23 、 24はオンしている。 RF信号は、 RF端子 13から双方向周波数変^ ^411、 412に入力される。このとき、 LO端子 6aに LO信号が入力され、 LO端子 6bに LO信号と 18 0度の位相差をもつ LOB信号が入力される。これにより、 IF端子 9aに出力される信号と IF端子 9bに出力される信号は 180度の位相差をもつバランス出力となる。

[0135] このため、これら IF信号と IFB信号を差動合成することにより、より高い変換利得を得られる。このとき、 RF端子 13に入力した RF信号の電力の一部を電力分配器 20により分配し、制御部 21に入力する。制御部 21は、電力分配器 20からの入力が低いときは、可変ェミッタ側抵抗 18の値を小さくする制御信号を出力し、電力分配器 20からの入力が高いときは、可変ェミッタ側抵抗 18の値を大きくする制御信号を出力する。これにより、順方向変換時の変換利得を自動的に制御することができる。

[0136] 次に、逆方向変換の動作について説明する。逆方向変換時に、電源スィッチ 11はオフしている。 IF端子 9aに IF信号が入力し、 IF端子 9bに IFB信号が入力される。また、 LO端子 6aに LO信号が入力し、 LO端子 6bに LOB信号が入力される。

[0137] これにより、双方向周波数変 411から出力される信号と、双方向周波数変 412から出力される信号は同じ位相を持ち、 RF端子 13には、合成されたより変換損失を抑えた RF信号が出力される。このとき、双方向周波数変 411と双方向周波数変換器 412から出力された RF信号の電力の一部を電力分配器 20により分配し、制御部 21に入力する。

[0138] 制御部 21は、電力分配器 20からの入力が低いときは、可変エミッタ側抵抗 18の値を大きくする制御信号を出力し、電力分配器 20からの入力が高いときは、可変エミッタ側抵抗 18の値を小さくする制御信号を出力する。これにより、逆方向変換時の変換損失を自動的に制御することができる。また、 LO信号および IF信号のもれが大きい時は、可変ェミッタ側抵抗 18と可変コレクタ側抵抗 19に、 LO信号および IF信号のもれを少なくする制御信号を制御部 21が出力し調整する。

[0139] 以上のように、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、実施の形態 6に比較して、電力分配器が入力信号レベル、あるいは出力信号レベルを検出して負荷ィンピーダンスのインピーダンス値を変更するので、変換利得を自動的に調整して出力を所定のレベルに保つことがさらに可能になる。

[0140] (実施の形態 8)

本実施の形態では、ダブルバランス双方向周波数変換器について説明する。

[0141] 図 8は、本発明の実施の形態 8におけるダブルバランス双方向周波数変換器 420 の回路図である。

[0142] 図 8において、ダブルバランス双方向周波数変換器 420は、双方向周波数変換器 401、双方向周波数変換器 402、双方向周波数変換器 403および双方向周波数変 404より構成される。双方向周波数変 401、 402、 403、 404は、実施の形態 2と同一のものであり、電源スィッチ 23、 24と電圧供給源 16を共有している。そのために、双方向周波数変翻 401、 402、 403、 404は、それぞれのコレクタ側抵抗 10が電源スィッチ 24に接続し、ベースノィァス抵抗 14は電源スィッチ 23と接続している。また、双方向周波数変換器 401と双方向周波数変換器 402で RF端子 13aを共用し、双方向周波数変換器 403と双方向周波数変換器 404で RF端子 13bを共用している。双方向周波数変換器 401と双方向周波数変換器 403で LO端子 6aを共用し、双方向周波数変換器 402と双方向周波数変換器 404で LO端子 6bを共用している。双方向周波数変換器 401と双方向周波数変換器 404で IF端子 9aを共用し、双方向周波数変^ ^402と双方向周波数変^ ^403で IF端子 9bを共用している

[0143] 次に、順方向変換の動作について説明する。順方向変換時に、電源スィッチ 23、 2 4はオンしている。 RF信号は RF端子 13aから入力され、 RF信号と 180度位相差を持った RFB信号が RF端子 13bから入力される。 LO端子 6aには、 LO信号が入力され、 LO端子 6bには、 LO信号と 180度位相差を持った LOB信号が入力される。これにより、 IF端子 9aに出力される信号と IF端子 9bに出力される信号は 180度の位相差をもつバランス出力となる。このため、これら IF信号と IFB信号を差動合成すること〖こより、より高い変換利得を得られる。

[0144] また、出力を合成している双方向周波数変換器 401と双方向周波数変換器 404にそれぞれ入力されている LO信号と LOB信号は 180度位相差を持っているため IF端子 9aでは打ち消しあ!、、 LO信号および LOB信号の IF端子 9aへのもれを抑えること力 Sできる。同様に、 IF端子 9bにおける LO信号および LOB信号のもれを抑えることができる。

[0145] 次に、逆方向変換の動作について説明する。逆方向変換時に、電源スィッチ 23、 2 4はオフしている。 IF端子 9aに IF信号が入力し、 IF端子 9bに IFB信号が入力される。 LO端子 6aに LO信号が入力し、 LO端子 6bに LOB信号が入力される。これより、 R F端子 13aに RF信号が出力され、 RF端子 13bに RF信号と 180度位相差を持つ RF B信号を出力され差動合成することにより、より変換損失を抑える。また、順方向変換と同様に、 RF端子 13aと RF端子 13bにおける LO信号および LOB信号のもれを抑えることができる。

[0146] 以上のように、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、ダブルバランス構成となるので、順方向の周波数変換においては、 RF信号端子対に差動の信号を入力すると、 IF信号端子対力出力される信号は 180度の位相差をもつバランス出力となり、かつ差動合成により、実施の形態 6に比較して、より高い変換利得を得ることができる。また、逆方向の周波数変換においては、 IF信号端子対から 180度の位相差をもつ信号を入力するので、 RF信号端子対から出力される信号は差動合成され、より変換損失を抑えることがさらにできる。

[0147] なお、 RF端子 13、 LO端子 6および IF端子 9にそれぞれ整合回路を付加してもよい。そのときは、順方向変換時にあわせた整合回路でも、逆方向変換時にあわせた整合回路でも力まわない。また、整合回路を順方向変換時、逆変換方向時のそれぞれの状態に合わせて可変または切り換えてもよい。

[0148] また、本実施の形態では、コレクタ端子対に IF信号と IFB信号を入出力し、ベース端子対に RF信号と RFB信号を入出力することで、順方向変換で RF信号から IF信号に、逆方向変換で IF信号から RF信号に変換したが、コレクタ端子対に RF信号と、それと 180度の位相差をもつ RFB信号を入出力し、ベース端子対に IF信号と、それと 180度の位相差をもつ IFB信号を入出力することで、順方向変換で IF信号から RF 信号に、逆方向変換で RF信号力も IF信号に変換してもよい。また、コレクタ端子に第 1の中間周波数信号 (IF1信号)を入出力し、ベース端子に第 2の中間周波数信号 (IF2信号)を入出力することで、順方向変換で IF2信号から IF1信号に、逆方向変換で IF1信号力 IF2信号に変換してもよい。

[0149] また、本実施の形態では、順方向変換と逆方向変換で同一周波数の LO信号を用いたが、順方向変換時と逆方向変換時に、それぞれ別の周波数の LO信号を用いてちょい。

[0150] また、本実施の形態では、コレクタ側抵抗とベースノィァス抵抗が共通電圧供給源と接続したが、実施の形態 1の双方向周波数変翻と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗にそれぞれ異なる電源スィッチおよび電圧供給源を用意し接続してもかまわない。このときの双方向周波数変^^の回路図を、図 15に示す。あるいは、実施の形態 3の双方向周波数変^^と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗がそれぞれ異なる可変電圧供給源と接続してもカゝまわない。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図 19に示す。なお、ベースバイアスは、他のベースバイァス構成によって可変電圧供給源力も印加されても力まわない。

[0151] また、本実施の形態では、ダブルバランス双方向周波数変換器として説明したが、このダブルバランス双方向周波数変^ ^を 2つ用いて直交変復調器として使用してちょい。

[0152] (実施の形態 9)

本実施の形態では、実施の形態 8で説明したダブルバランス双方向周波数変換器に、逆方向変換時に出力した位相を調整する機能を付加したダブルバランス双方向周波数変換ついて説明する。なお、以下の説明は実施の形態 8と異なる点のみ記載する。

[0153] 図 9は、本発明の実施の形態 9におけるダブルバランス双方向周波数変換器 430 の回路図である。本実施の形態の双方向周波数変換器は、電力分配器 20と制御部 22を有している点力実施の形態 8のものと異なる。

[0154] 電力分配器 20は、 RF端子 13、 13aと接続しており、 RF端子 13、 13aに入力あるいは出力した RF信号の電力の一部を分配する。

[0155] 制御部 22は、電力分配器 20、可変ェミッタ側抵抗 18、および可変コレクタ側抵抗 19と接続し、電力分配器 20から分配された信号に応じた制御信号を、可変ェミッタ側抵抗 18、可変コレクタ側抵抗 19に出力し、それらの抵抗値を変更する。

[0156] このように構成された双方向周波数変換器の動作について、以下に説明する。

[0157] 初めに、順方向変換の動作について説明する。順方向変換時に、電源スィッチ 23 、 24はオンしている。 RF信号は RF端子 13aから入力され、 RF信号と 180度位相差を持った RFB信号が RF端子 13bから入力される。 LO端子 6aには、 LO信号が入力され、 LO端子 6bには、 LO信号と 180度位相差を持った LOB信号が入力される。

[0158] これにより、 IF端子 9aに出力される信号と IF端子 9bに出力される信号は 180度の位相差をもつバランス出力となる。このため、これら IF信号と IFB信号を差動合成することにより、より高い変換利得を得られる。

[0159] また、出力を合成している双方向周波数変換器 411と双方向周波数変換器 413にそれぞれ入力されている LO信号と LOB信号は 180度位相差を持っているため IF端子 9aでは打ち消しあ!、、 LO信号および LOB信号の IF端子 9aへのもれを抑えること力 Sできる。同様に、 IF端子 9bにおける LO信号および LOB信号のもれを抑えることができる。

[0160] このとき、 RF端子 13aと RF端子 13bに入力した RF信号と RFB信号の電力の一部を電力分配器 20により分配し、制御部 22に入力する。制御部 22は、電力分配器 20 力もの入力が低いときは、可変ェミッタ側抵抗 18の値を小さくする制御信号を出力し、電力分配器 20からの入力が高いときは、可変ェミッタ側抵抗 18の値を大きくする制御信号を出力する。これにより、順方向変換時の変換利得を自動的に制御することができる。

[0161] 次に、逆方向変換の動作について説明する。逆方向変換時に、電源スィッチ 11はオフしている。 IF端子 9aに IF信号が入力し、 IF端子 9bに IFB信号が入力される。また、 LO端子 6aに LO信号が入力し、 LO端子 6bに LOB信号が入力される。これにより、 RF端子 13aに RF信号が出力され、 RF端子 13bに RF信号と 180度位相差を持つ RFB信号を出力され差動合成することにより、より変換損失を抑える。

[0162] また、順方向変換と同様に、 RF端子 13aと RF端子 13bにおける LO信号および LO B信号のもれを抑えることができる。このとき、双方向周波数変^ ^411と双方向周波数変 412から出力された RF信号と双方向周波数変 413と双方向周波数変 414から出力された RFB信号の電力の一部を電力分配器 20により分配し、制御部 22に入力する。

[0163] 制御部 22は、電力分配器 20からの入力が低いときは、可変エミッタ側抵抗 18の値を大きくする制御信号を出力し、電力分配器 20からの入力が高いときは、可変エミッタ側抵抗 18の値を小さくする制御信号を出力する。これにより、逆方向変換時の変換損失を自動的に制御することができる。また、 LO信号および IF信号のもれが大きい時は、可変ェミッタ側抵抗 18と可変コレクタ側抵抗 19に、 LO信号および IF信号のもれを少なくする制御信号を制御部 22が出力し調整する。

[0164] 以上のように、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、実施の形態 8に比較して、電力分配器が入力信号レベル、あるいは出力信号レベルを検出して負荷ィンピーダンスのインピーダンス値を変更するので、変換利得を自動的に調整して出力を所定のレベルに保つことがさらに可能になる。

[0165] また、本実施の形態では、コレクタ側抵抗とベースノィァス抵抗が共通電圧供給源と接続したが、実施の形態 1の双方向周波数変翻と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗にそれぞれ異なる電源スィッチおよび電圧供給源を用意し接続してもかまわない。あるいは、実施の形態 3の双方向周波数変翻と同様に、コレクタ側抵抗とベースノィァス抵抗がそれぞれ異なる可変電圧供給源と接続しても力まわない。なお、ベースバイアスは、他のベースバイアス構成によって可変電圧供給源から印加されてもかまわない。

[0166] また、本実施の形態では、ダブルバランス双方向周波数変換器として説明したが、このダブルバランス双方向周波数変^ ^を 2つ用いて直交変復調器として使用してちょい。

[0167] (実施の形態 10) 本実施の形態では、実施の形態 1から 9で説明した双方向周波数変換器を用いた無線機について説明する。

[0168] 図 10は、本発明の実施の形態 10における無線機 500のブロック図である。図 10において、アンテナ 30と双方向増幅器 31が接続し、双方向増幅器 31と、実施の形態 1 乃至 9で説明した双方向周波数変翻のいずれかの双方向周波数変翻 440が接続し、双方向周波数変翻 440と LO信号発振器 32および IF端子 33が接続している。アンテナ 30、双方向増幅器 31、双方向周波数変翻 440は、送受信で共用している。

[0169] このように構成された無線機について、その動作を以下に説明する。

[0170] 本実施の形態の無線機は、受信時に、アンテナ 30で受信した受信 RF信号を双方向増幅器 31で増幅し、双方向周波数変換器 440に出力する。双方向周波数変換器 440は、 LO信号発振器 32から出力される LO信号と受信 RF信号を混合し、受信 IF 信号を IF端子 33に出力する。また、送信時に、双方向周波数変翻 440は、 IF端子 33から入力された送信 IF信号と LO信号を混合し、送信 RF信号を双方向増幅器 31に出力する。そして、双方向増幅器 31は送信 RF信号を増幅し、アンテナ 30に出力し空中へ放射する。

[0171] 以上のように、本実施の形態の無線機によれば、 1つの周波数変換器で IF信号から RF信号への変換と RF信号カゝら IF信号への変換を信号経路切り換えスィッチなどの外部回路を用いずに実現できるので、無線部の簡素化、小型化、および低コスト化が可能となる。また、受信系の周波数変換については変換利得を持たせることが可能であることから、他の利得段の負担を軽減できる。それにより、増幅器の設置位置の制約が減少し、無線部全体のシステム設計の柔軟性を高め、構成設計を容易にすることができる。

[0172] なお、本実施の形態では、双方向周波数変換器の周波数変換を RF信号から IF信号へ、 IF信号から RF信号への変換としたが、 RF信号からベースバンド信号へ、ベースバンド信号力 RF信号への変換でもよ!/、。

[0173] (実施の形態 11)

本実施の形態は、実施の形態 10の無線機を構成する双方向増幅器を、 2つの増幅器と一つの 3端子スィッチとで構成した例を示している。

[0174] 図 11は、本発明の実施の形態 11における無線機 510のブロック図である。図 11において、アンテナ 30とスィッチ 34の共通端子とが接続している。スィッチ 34の接続端子の一方は増幅器 35の入力端に接続し、他方は増幅器 36の出力端に接続している。また、増幅器 35の出力端と増幅器 36の入力端が、双方向周波数変翻440と接続している。それ以外の構成については、実施の形態 10と同一である。なお、増幅器 35、 36がそれぞれ本発明に係る第 1の増幅器と第 2の増幅器に相当する。

[0175] このように構成された無線機について、その動作を以下に説明する。

[0176] 本実施の形態の無線機は、受信時に、スィッチ 34がアンテナ 30と増幅器 35とを導通状態にし、アンテナ 30で受信した受信 RF信号を増幅器 35で増幅する。そして、双方向周波数変換器 440に出力する。双方向周波数変換器 440では、 LO信号発振器 32から出力される LO信号と受信 RF信号を混合し、受信 IF信号を IF端子 33に出力する。また、本実施の形態の無線機は、送信時に、スィッチ 34がアンテナ 30と増幅器 36とを導通状態にする。そして、増幅器 36は双方向周波数変翻440から出力された RF信号を増幅し、アンテナ 30に出力して空中へ放射する。

[0177] 以上のように本実施の形態の無線機によれば、汎用的な電子部品と、本発明に係る 1つの周波数変とで構成できるので、無線機の設計をさらに容易にすることができる。

[0178] また、本実施の形態では、双方向周波数変換器を 1段目の周波数変換器として用いたが、 2段目の周波数変として使用し、第 1の IF信号力第 2の IF信号へ、第

2の IF信号力も第 1の IF信号へと変換してもよい。

[0179] また、本実施の形態では、スィッチ 34を用いて送受信の経路を切り換えたが、デュプレクサを用いてもよい。

[0180] (実施の形態 12)

本実施の形態は、実施の形態 11の無線機の RF信号をさらに増幅して出力する構成を示している。

[0181] 図 12は、本発明の実施の形態 12における無線機 520のブロック図である。図 12において、アンテナ 30と 2端子スィッチ 37の接続端子とパワーアンプ 38の出力端とが接続し、 2端子スィッチ 37の他方の接続端子とパワーアンプ 38の入力端と双方向増幅器 31とが接続している。それ以外の構成については、実施の形態 10と同一である

[0182] このように構成された無線機について、その動作を以下に説明する。

[0183] 本実施の形態の無線機は、受信時に、 2端子スィッチ 37がオンしてアンテナ 30と双方向増幅器 31とを導通状態にし、アンテナ 30で受信した受信 RF信号を双方向増幅器 31で増幅し、双方向周波数変換器 440に出力する。また、送信時に、 2端子スイッチ 37がオフし、アンテナ 30とパワーアンプ 38とを導通状態にする。そして、パヮ一アンプ 38は、双方向増幅器 31で増幅された送信 RF信号をさらに増幅し、アンテナ 30に出力して空中へ放射する。

[0184] 以上のように本実施の形態の無線機によれば、さらに、送信のみ高出力の無線機を実現することができる。

[0185] また、本実施の形態では、双方向周波数変換器を 1段目の周波数変換器として用いたが、 2段目の周波数変として使用し、第 1の IF信号力第 2の IF信号へ、第 2の IF信号力も第 1の IF信号へと変換してもよい。

[0186] また、本実施の形態では、スィッチを用いて送受信の経路を切り換えた力デュプレクサを用いてもよい。

産業上の利用可能性

[0187] 本発明にかかる双方向周波数変翻は、無線通信装置の無線部回路に有用であり、信号の周波数を変換するのに適している。

Claims

請求の範囲

[1] バイポーラトランジスタと、

前記バイポーラトランジスタのコレクタ端子に接続する負荷インピーダンスと、前記バイポーラトランジスタのベース端子にバイアスを供給するバイアス部と、前記バイアス部への電源の供給を入り切りする第 1のスィッチと、

前記バイポーラトランジスタのェミッタ端子に接続するェミッタインピーダンスとを具備し、

前記第 1のスィッチが導通しバイアスが供給された場合には、前記ベース端子に接続した第 1の信号端子力入力した第 1周波数の入力信号と、前記ェミッタ端子に接続した第 3の信号端子力入力した局部発振信号とが混合した第 2周波数の出力信号が、前記コレクタ端子に接続した第 2の信号端子力出力され、

前記第 1のスィッチが切断している場合には、前記第 2の信号端子から入力した第 2 周波数の入力信号と、前記第 3の信号端子から入力した局部発振信号とが混合した第 1周波数の出力信号が、前記第 1の信号端子から出力される双方向周波数変換

[2] 前記負荷インピーダンスへの電源の供給を入り切りする第 2のスィッチをさらに有し、前記第 2のスィッチは前記第 1のスィッチと同期して入り切りされる請求項 1に記載の双方向周波数変換器。

[3] 前記第 1周波数が無線周波数である場合は、前記第 2周波数が中間周波数であり、前記第 1周波数が中間周波数である場合は、前記第 2周波数が無線周波数である請求項 1または 2に記載の双方向周波数変換器。

[4] 請求項 3に記載の双方向周波数変換器を一対具備し、

前記一対の双方向周波数変換器の第 1の信号端子同士を接続して新たな第 1の信号端子とし、前記一対の双方向周波数変換器の第 3の信号端子に差動の局部発振信号を入力することによりシングルバランス構成とする双方向周波数変^^。

[5] 請求項 3に記載の双方向周波数変換器を 4つ具備し、

前記 4つの双方向周波数変換器の中の第 1の双方向周波数変換器と第 2の双方向周波数変換器の第 1の信号端子同士を接続し、第 3の双方向周波数変換器と第 4の双方向周波数変換器の第 1の信号端子同士を接続して一対の新たな第 1の信号端子対を構成し、

前記第 1の双方向周波数変換器と前記第 4の双方向周波数変換器の第 2の信号端子同士を接続し、前記第 2の双方向周波数変換器と前記第 3の双方向周波数変換器の第 2の信号端子同士を接続して一対の新たな第 2の信号端子対を構成し、前記第 1の双方向周波数変換器と前記第 3の双方向周波数変換器の第 3の信号端子同士を接続し、前記第 2の双方向周波数変換器と前記第 4の双方向周波数変換器の第 3の信号端子同士を接続して一対の新たな第 3の信号端子対を構成し、前記第 3の信号端子対に差動の局部発振信号を入力することによりダブルバランス構成とする双方向周波数変換器。

バイポーラトランジスタと、

前記バイポーラトランジスタのコレクタ端子と接続する負荷インピーダンスと、前記負荷インピーダンスを介して前記バイポーラトランジスタのコレクタ端子へ電源を供給する第 1の可変電圧源と、

前記バイポーラトランジスタのベース端子と接続してバイアスを供給するバイアス部と前記バイアス部へ電源を供給する第 2の可変電圧源と、

前記バイポーラトランジスタのェミッタ端子に接続されたェミッタインピーダンスとを具備し、

前記ェミッタ端子に接続された第 3の信号端子に局部発振信号が入力され、前記第 1の可変電圧源が第 1の電圧を前記コレクタ端子に供給し前記第 2の可変電圧源が第 2の電圧を前記ベース端子に供給した場合には、前記ベース端子に接続した第 1 の信号端子力入力した第 1周波数の入力信号と前記局部発振信号と混合して得た第 2周波数の出力信号を、前記コレクタ端子に接続した第 2の信号端子より出力し、前記第 3の信号端子に局部発振信号が入力され、前記第 1の可変電圧源が第 3の電圧を前記コレクタ端子に供給し前記第 2の可変電圧源が第 4の電圧を前記ベース端子に供給した場合には、前記第 2の信号端子から入力した第 2周波数の入力信号と前記局部発振信号と混合して得た第 1周波数の出力信号を前記第 1の信号端子より出力する双方向周波数変換器。

[7] 前記第 3の電圧と前記第 4の電圧は、前記バイポーラトランジスタがターンオンしない電圧である請求項 6に記載の双方向周波数変換器。

[8] 前記第 1周波数が無線周波数である場合は、前記第 2周波数が中間周波数であり、前記第 1周波数が中間周波数である場合は、前記第 2周波数が無線周波数である請求項 7に記載の双方向周波数変換器。

[9] 請求項 8に記載の双方向周波数変換器を一対具備し、

前記一対の双方向周波数変換器の前記第 1の可変電圧源同士を共用し新たな第 1 の可変電圧源とし、前記第 2の可変電圧源同士を共用し新たな第 2の可変電圧源とし、前記一対の双方向周波数変換器の第 1の信号端子を接続して新たな第 1の信号端子とし、前記一対の双方向周波数変換器の第 3の信号端子に差動の局部発信信号を入力することによりシングルバランス構成とする双方向周波数変^^。

[10] 請求項 8に記載の双方向周波数変換器を 4つ具備し、

前記 4つの双方向周波数変換器はそれぞれの前記第 1の可変電圧源を共用し新たな第 1の可変電圧源とし、それぞれ前記第 2の可変電圧源同士を共用し新たな第 2 の可変電圧源とし、前記 4つの双方向周波数変換器の第 1の双方向周波数変換器と第 2の双方向周波数変換器の第 1の信号端子同士を接続し、第 3の双方向周波数変換器と第 4の双方向周波数変換器の第 1の信号端子同士を接続して一対の新たな第 1の信号端子対を構成し、前記第 1の双方向周波数変換器と前記第 4の双方向周波数変換器の第 2の信号端子同士を接続し、前記第 2の双方向周波数変換器と前記第 3の双方向周波数変換器の第 2の信号端子同士を接続して一対の新たな第 2の信号端子対を構成し、前記第 1の双方向周波数変換器と前記第 3の双方向周波数変換器の第 3の信号端子同士を接続し、前記第 2の双方向周波数変換器と前記第 4 の双方向周波数変換器の第 3の信号端子同士を接続して一対の新たな第 3の信号端子対を構成し、前記第 3の信号端子対に差動の局部発振信号を入力とすること〖こよりダブルバランス構成とする双方向周波数変^^。

[11] 前記負荷インピーダンスが負荷抵抗または負荷インダクタである請求項 3に記載の双方向周波数変換器。 [12] 前記負荷インピーダンスが可変負荷インピーダンスであって、

前記可変負荷インピーダンスのインピーダンス値を変更することにより前記第 1の信号端子カゝら得られる出力信号の位相を制御し、前記第 2の信号端子から得られる出力信号の利得を制御する請求項 3に記載の双方向周波数変換器。

[13] 前記ェミッタインピーダンスがェミッタ抵抗またはェミッタインダクタであることを特徴とする請求項 3に記載の双方向周波数変換器。

[14] 前記ェミッタインピーダンスが可変ェミッタインピーダンスであって、

前記可変ェミッタインピーダンスのインピーダンス値を変更することにより、前記第 1の信号端子カゝら得られる出力信号の位相を制御し、前記第 2の信号端子から得られる出力信号の利得を制御する請求項 3に記載の双方向周波数変換器。

[15] 前記一対の双方向周波数変換器のェミッタインピーダンスが可変ェミッタインピーダンスであり、負荷インピーダンスが可変負荷インピーダンスであって、

さらに、前記新たな第 1の信号端子に入出力される信号の電力を分配する電力分配器と、

前記電力分配器で分配された信号に応じた制御信号を出力する制御部とを備え、

前記制御信号により前記可変ェミッタインピーダンスと可変負荷インピーダンスのインピーダンス値を変えて出力信号の位相を制御する請求項 4に記載の双方向周波数変概

[16] 前記 4つの双方向周波数変換器のェミッタインピーダンスが可変ェミッタインピーダンスであり、負荷インピーダンスが可変負荷インピーダンスであって、

前記制御信号により前記可変ェミッタインピーダンスと可変負荷インピーダンスのインピーダンス値を変えて出力信号の位相を制御する請求項 5に記載の双方向周波数変翻。 [17] 前記バイポーラトランジスタの代わりに FETを用い、前記ベース端子を前記 FETのゲート端子とし、前記ェミッタ端子を前記 FETのソース端子とし、前記コレクタ端子を前記 FETのドレイン端子とした請求項 3に記載の双方向周波数変換器。

[18] アンテナと、

前記アンテナに接続された双方向増幅器と、

前記双方向増幅器を介して前記アンテナに接続された請求項 1から請求項 17のいずれかに記載の双方向周波数変換器と、

前記双方向周波数変換器に局部発振信号を入力するように接続された局部発振器と

を備えた無線機。

[19] 前記双方向増幅器は、 3端子スィッチと、

前記 3端子スィッチの一方の接続端子に入力端が接続された第 1の増幅器と、前記 3端子スィッチの他方の接続端子に出力端が接続された第 2の増幅器と、から構成され、

前記 3端子スィッチの共通端子に前記アンテナが接続し、前記第 1の増幅器の出力端と前記第 2の増幅器の入力端とが前記周波数変^^に接続する請求項 18に記載の無線機。

[20] 前記アンテナと前記双方向増幅器との間にさらに、パワーアンプと 2端子スィッチとをさらに有し、

前記パワーアンプの出力端と前記 2端子スィッチの一方の端子が前記アンテナに接続され、

前記パワーアンプの入力端と前記 2端子スィッチの他方の端子とが前記双方向増幅器に接続する請求項 18に記載の無線機。

[21] 前記一対の双方向周波数変換器のェミッタインピーダンスが可変ェミッタインピーダンスであり、負荷インピーダンスが可変負荷インピーダンスであって、

前記制御信号により前記可変ェミッタインピーダンスと可変負荷インピーダンスのインピーダンス値を変えて出力信号の位相を制御する請求項 9に記載の双方向周波数変概

前記 4つの双方向周波数変換器のェミッタインピーダンスが可変ェミッタインピーダンスであり、負荷インピーダンスが可変負荷インピーダンスであって、

前記制御信号により前記可変ェミッタインピーダンスと可変負荷インピーダンスのインピーダンス値を変えて出力信号の位相を制御する請求項 10に記載の双方向周波数変翻。