WO2003001698A1

WO2003001698A1 - Procede de demodulation de signaux d'etalement du spectre et appareil correspondant

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Publication number: WO2003001698A1
Application number: PCT/JP2002/006291
Authority: WO
Inventors: Katsuyuki Tanaka
Original assignee: Sony Corporation
Priority date: 2001-06-25
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Publication date: 2003-01-03
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Description

明細書スぺクトラム拡散信号復調方法および装置技術分野

この発明は、例えば G P S (G l o b a l P o s i t i o n i n g S y s t em) 衛星信号などのスぺクトラム拡散信号の復調方法および装置に関する。背景技術

人工衛星（GP S衛星）を利用して移動体の位置を測定する GP Sシステムにおいて、 GS P受信機は、 4個以上の G P S衛星からの信号を受信し、その受信信号から受信機の位置を計算し、ユーザに知らせることが基本機能である。

GP S受信機は、 GP S衛星からの信号を復調して GP S衛星の軌道データを獲得し、 GP S衛星の軌道および時間情報と受信信号の遅延時間から、自受信機の 3次元位置を連立方程式により導き出す。受信信号を得る GP S衛星が 4個必要となるのは、 GP S受信機内部の時間と衛星の時間とで誤差があり、その誤差の影響を除去するためである。

民生用 GP S受信機の場合には、 GP S衛星（N a V s t a r ) からの L I帯、 CZA (C l e a r a n d Aq u i s i t i o n) コードと呼ばれるスぺク卜ラム拡散信号電波を受信して、測位演算を行う。

CZAコードは、送信信号速度（チップレ一ト）が 1. 0 2 3 MH z 符号長が 1 0 2 3の PN (P s e u d o r a n d om No i s e ;擬似ランダム雑音）系列の符号、例えば G o 1 d符号で、 5 0 b p sのデ —夕を拡散した信号により、周波数が 1 5 7 5. 4 2 MH zの搬送波 (以下、キャリアという）を B P S K (B i n a r y P h a s e S h i f t K e y i n g) 変調した信号である。この場合、符号長が 1 0 2 3であるので、 CZAコードは、 PN系列の符号が、第 2 1図 (A) に示すように、 1 0 2 3チップを 1周期（したがって、 1周期 = 1ミリ秒）として、繰り返すものとなっている。

この CZAコードの P N系列の符号は、 G P S衛星ごとに異なっているが、どの GP S衛星が、どの PN系列の符号を用いているかは、予め G P S受信機で検知できるようにされている。また、後述するような航法メッセージによって、 GP S受信機では、どの GP S衛星からの信号を、その地点およびその時点で受信できるかが判るようになつている。したがって、. GP S受信機では、例えば 3次元測位であれば、その地点およびその時点で取得できる 4個以上の GP S衛星からの電波を受信して、スペクトラム逆拡散し、測位演算を行って、自分の位置を求めるようにする。

そして、第 2 1図（B) に示すように、衛星信号データの 1ビッ卜は， PN系列の符号の 20周期分、つまり、 20ミリ秒単位として伝送される。つまり、データ伝送速度は、 5 0 b p sである。 PN系列の符号の 1周期分の 1 0 2 3チップは、ビットが " 1 " のときと、 " 0 " のときとでは、反転したものとなる。

第 2 1図（C) に示すように、 GP Sでは、 3 0ビット（6 0 0ミリ秒）で 1ワードが形成される。そして、第 2 1図（D) に示すように、 1 0ヮ一ドで、 1サブフレーム（6秒）が形成される。第 2 1図（E) に示すように； 1サブフレームの先頭のワードには、デ一夕が更新されたときであっても常に規定のビットパターンとされるプリアンブルが揷入され、このプリアンブルの後にデータが伝送されてくる。さらに、 5サブフレームで、 1フレーム（3 0秒）が形成される。そして、航法メッセ一ジは、この 1フレームのデ一夕単位で伝送されてくる。この 1フレームのデータのうちの始めの 3個のサブフレームは、ェフエメリス情報と呼ばれる衛星固有の情報である。この情報には、衛星の軌道を求めるためのパラメータと、衛星からの信号の送出時刻とが含まれる。

G P S衛星のすべては、原子時計を備え、共通の時刻情報を用いており、 G P S衛星からの信号の送出時刻は、原子時計の 1秒単位とされている。また、 G P S衛星の P N系列の符号は、原子時計に同期したものとして生成される。

ェフエメリス情報の軌道情報は、数時間ごとに更新されるが、その更新が行われるまでは、同一の情報となる。しかし、ェフエメリス情報の軌道情報は、これを G P S受信機のメモリに保持しておくことにより、数時間は、同じ情報を、精度良く使用することができるものである。なお、 G P S衛星からの信号の送出時刻は、 1秒ごとに更新される。

1フレームのデータの残りの 2サブフレームの航法メッセージは、ァルマナック情報と呼ばれる全ての衛星から共通に送信される情報であるこのアルマナック情報は、全情報を取得するために 2 5フレーム分必要となるもので、各 G P S衛星のおおよその位置情報や、どの G P S衛星が使用可能かを示す情報などからなる。このアルマナック情報は、数か月ごとに更新されるが、その更新が行われるまでは、同一の情報となるしかし、このアルマナック情報は、これを G P S受信機のメモリに保持しておくことにより、数か月は、同じ情報を、精度良く使用することができる。

G P S衛星信号を受信して、上述のデータを得るためには、まず、キャリアを除去した後、 G P S受信機に用意される受信しょうとする G P S衛星で用いられている CZAコードと同じ PN系列の符号（以下、 P N系列の符号を PN符号という）を用いて、その GP S衛星からの信号について、 CZAコ一ドの位相同期を取ることにより G P S衛星からの信号を捕捉し、スペクトラム逆拡散を行う。 CZAコードとの位相同期が取れて、逆拡散が行われると、ビットが検出されて、 GP S衛星からの信号から時刻情報等を含む航法メッセージを取得することが可能になる。.

GP S衛星からの信号の捕捉は、 CZAコードの位相同期検索により行われるが、この位相同期検索においては、 GP S受信機の PN符号と GP S衛星からの受信信号の PN符号との相関を検出し、例えば、その相関検出結果の相関値が予め定めた値よりも大きい時に、両者が同期していると判定する。そして、同期が取れていないと判別されたときには, 何らかの同期手法を用いて、 GP S受信機の PN符号の位相を制御して, 受信信号の PN符号と同期させるようにしている。

ところで、上述したように、 GP S衛星信号は、データを拡散符号で拡散した信号によりキャリアを B P SK変調した信号であるので、当該 GP S衛星信号を GP S受信機が受信するには、拡散符号のみでなく、 -キヤリァおよびデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキヤリァの同期は独立に行うことはできない。

そして、 GP S受信機では、受信信号は、そのキャリア周波数を数 M H z以内の中間周波数に変換して、その中間周波数信号で、上述の同期検出処理するのが普通である。この中間周波数信号におけるキヤリアには、主に GP S衛星の移動速度に応じたドップラーシフトによる周波数誤差と、受信信号を中間周波数信号に変換する際に、 GP S受信機内部で発生させる局部発振器の周波数誤差分が含まれる。したがって、これらの周波数誤差要因により、中間周波数信号におけるキャリア周波数は未知であり、その周波数サーチが必要となる。また, 拡散符号の 1周期内での同期点（同期位相）は、 GP S受信機と GP S 衛星との位置関係に依存するのでこれも未知であるから、上述のように. 何らかの同期手法が必要となる。

従来の GP S受信機では、キャリアについての周波数サーチと、スラィディング相関器 + D L L (D e l a y L o c k e d L o o ) + コスタスループによる同期手法を用いている。これについて、以下に説明を加える。

GP S受信機の PN符号の発生器を駆動するクロックは、 GP S受信機に用意される基準周波数発振器を分周したものが、一般に用いられている。この基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いられており、この基準周波数発振器の出力から、 GP S衛星からの受信信号を中間周波数信号に変換するのに用いる局部発振信号を生成する。

第 2 2図は、この周波数サーチを説明するための図である。すなわち， GP S受信機の P N符号の発生器を駆動するク口ック信号の周波数が、ある周波数 f 1であるときに、 PN符号についての位相同期検索、つまり、 P N符号の位相を 1チップずつ順次ずらして、それぞれのチップ位相のときの GP S受信信号と PN符号との相関を検出し、相関のピーク値を検出することにより、同期が取れる位相を検出するようにする。

前記クロック信号の周波数が： f 1のときにおいて、 1 0 2 3チップ分の位相検索の全てで同期する位相が存在しなければ、例えば基準周波数発振器に対する分周比を変えて、前記駆動ク口ック信号の周波数を周波数 : f 2に変更し、同様に 1 0 2 3チップ分の位相検索を行う。これを、第 2 2図のように、前記駆動クロック信号の周波数をステップ的に変更して繰り返す。以上の動作が周波数サーチである。そして、この周波数サーチにより、同期可能とされる駆動クロック信号の周波数が検出されると、そのクロック周波数で最終的な P N符号の位相同期が行われる。これにより、水晶周波数発振器の発振周波数ずれがあっても、衛星信号を捕捉することが可能になる。

しかしながら、同期方法として上述したような従来からの手法を用いたのでは、原理的に高速同期には不向きで、実際の受信機においては、それを補うため、多チャンネル化してパラレルに同期点を探索する必要が生じる。そして、上記のように拡散符号およびキャリアの同期に時間を要すると、 GP S受信機の反応が遅くなり、使用上において不便を生ずる。

拡散符号の位相同期に関しては、上述のようなスライディング相関の手法を用いることなく、高速フーリエ変換（以下、 FFT (F a s t F o u r i e r T r a n s f o rm) という）処理を用いたデジタルマッチドフィルタにより、符号同期を高速に行う手法が、 D S P (D i g i t a 1 S i n a l P r o c e s s o r) に代表されるハードウェアの能力の向上によって実現している。

しかしながら、このデジタルマッチドフィル夕を用いる場合は、受信信号のキヤリアとの同期を取ってキヤリァ成分をキャンセルする必要がある。従来は、このキャリア成分のキャンセルは、例えば無線回線等を通じて他からキャリア周波数に関する情報を得て、その情報に基づいて. 可変周波数発振器の発振周波数を制御し、 F FTを行う前の時間領域において、受信信号と、当該可変周波数発振器の発振出力とを乗算することで行っている。

このため、中間周波数信号への変換のための乗算器のほかに、さらに乗算器が必要になり、受信信号についての同期のための構成が複雑になる問題があった。この発明は、以上の点にかんがみ、 G P S衛星信号などのスぺクトラム拡散信号についての拡散符号同期捕捉およびキャリア同期捕捉を、比較的簡単な構成で、 F F Tを利用して高速に行うことができる方法およびその方法を適用した装置を提供することを目的とする。発明の開示

上記課題を解決するために、本発明（1 ) によるスペクトラム拡散信号復調方法は、

拡散符号でデータをスぺクトラム拡散した信号により搬送波が変調されている受信信号を F F Tして第 1のメモリに書き込む工程と、前記第 1のメモリに書き込まれた前記受信信号の F F T結果と、第 2 のメモリに書き込まれている拡散符号の F F T結果とを、それぞれ読み出して乗算することにより、前記受信信号と前記拡散符号の相関を検出する工程であって、

前記受信信号の F F T結果または前記拡散符号の F F T結果のいずれか一方については、前記受信信号のキヤリァ周波数に応じた分だけ読み出しアドレスをシフトして、前記第 1のメモリまたは前記第 2のメモリから読み出すようにする工程と、

前記乗算の結果を逆 F F Tして、前記受信信号と前記拡散符号との相関点を検出する工程と、

を備えることを特徴とする。

また、本発明（2 ) は、上記本発明（1 ) に記載のスペクトラム拡散信号復調方法において、

前記受信信号のキャリア周波数は、受信機において既知であって、当該既知であるキヤリァ周波数に応じた分だけ読み出しァドレスをシフトして前記第 1のメモリまたは前記第 2のメモリから前記 F FT結果を読み出すことを特徴とする。

また、本発明（3) のスペクトラム拡散信号復調方法は、

受信信号を F FTして第 1のメモリに書き込む工程と、

前記第 1のメモリから読み出された前記受信信号の F FT結果と、第 2のメモリから読み出された拡散符号の F F T結果とを乗算する工程と. 前記乗算の結果を逆 F FTして、前記受信信号と前記拡散符号との相関検出出力を得る工程と、

前記相関検出出力に基づいて前記受信信号と前記拡散符号との相関のピークを検索し、その検索結果に基づいて、前記受信信号の F FT結果または前記拡散符号の F F T結果のいずれか一方の前記第 1のメモリまたは前記第 2のメモリからの読み出しァドレスをシフト制御しながら、前記相関のピークを判別して、前記受信信号と前記拡散符号との相関点を検出する工程と、

を備えることを特徵とする。

また、本発明（4) は、上記本発明（ 1) または（3 ) に記載のスぺクトラム拡散信号復調方法において、

拡散符号でデータをスぺクトラム拡散した信号により搬送波が変調されている前記受信信号の F F Tおよび前記拡散符号の F FTは、前記拡散符号の M周期（Mは 2以上の整数）を単位として行うことを特徴とする。

また、本発明（5) は、上記本発明（4) に記載のスペクトラム拡散信号復調方法において、

前記受信信号の F FTは、その全周波数成分を一括して計算せず、 L 回（Lは 2以上の整数）に分けて、前記受信信号の 1 /Lずつの F FT を行うことを特徴とする。後述するように、例えば、受信信号とキャリア信号との乗算結果を： F FTしたものは、受信信号の F FT結果を、離散周波数についてキヤリァ周波数分だけシフトしたものに等しくなる。

この FFTの性質を利用して、上記本発明（ 1) においては、受信信号の F FT結果、または、拡散符号の F FT結果のいずれか一方は、受信信号のキヤリァ周波数に応じた分だけシフトして、メモリから読み出すようにする。このようにシフトして読み出したものは、キャリア成分を除去したものに等しくなる。

したがって、これらのメモリから読み出した受信信号の F F T結果と拡散符号の F FT結果とを乗算し、その乗算結果を逆 F FTして、両者の相関を求めと、キャリアの周波数サーチを行うことなく、相関のピーク値が得られ、拡散符号の同期検出ができる。すなわち、上記本発明 ( 1) によれば、キャリア除去用の乗算器を用いることなく、拡散符号の同期およびキャリア同期を取ることができる。

上記の上記本発明（1) は、上記本発明（2) のように、キャリア周波数が既知である場合に、非常に有効である。例えばドップラーシフト量が正確に見積もられ、かつ、 GP S受信機内部の発振周波数および時間情報が正確であれば、キャリア周波数が既知となるので、その既知のキヤリァ周波数を用いて、メモリの読み出しァドレスのシフトを行うことにより、キャリア同期ができるものである。

上記本発明（3) も基本的には、上記本発明（ 1) と同様に、 F FT 結果の読み出しァドレスを制御することにより、キヤリァの同期を取るものであるが、この上記本発明（3) は、キャリア周波数が未知である場合に有効なものである。

すなわち、この上記本発明（3) においては、逆 F FTの結果の相関検出出力に基づいて、受信信号の F F T結果または拡散符号の F FT結果のいずれか一方の読み出しァドレスのシフト量を変更しながら、受信信号と拡散符号との相関点を検索する。そして、相関検出出力のピーク値を検出することにより、相関点を検出する。この相閧検出出力がピ一クを取るときのシフト位相によりキヤリァ周波数が検出できる。

上記本発明（4) によれば、受信信号の F FTは、拡散符号の 1周期分単位で行うのではなく、拡散符号の複数周期単位で行われる。このように、 F FTを拡散符号の複数周期単位で行うと、 1周期分の F FT結果が複数周期分累積されると共に、統計的にランダムに分布するノイズ成分は減少することにより、相関検出結果の CZNが向上する。

上記本発明（4) のように拡散符号の複数周期単位で FFTが行われると、メモリとして容量の大きなものが必要となるが、上記本発明

( 5) おいては、 FFT計算の流れを考慮して、同じ計算構造となる単位で、 L回（Lは 2以上の整数）に分けて、前記受信信号の 1ZLずつの F FTを行うことことにより、 .メモリとしては、それぞれの回の FF T計算に必要な容量でよくなる。図面の簡単な説明

第 1図は、この発明によるスぺクトラム拡散信号復調装置の第 1の実施の形態としての GP S受信機の構成を示すブロック図である。

第 2図は、相関検出出力のスペクトラムの例を示す図である。

第 3図は、受信信号のキャリアと拡散符号との同期を取る方法の一般的な例を説明するための図である。

第 4図は、この発明の実施の形態において、受信信号のキャリアと拡散符号との同期を取る方法を説明するための図である。

第 5図は、第 1の実施の形態において、動作を考慮した要部の構成を示す図である。第 6図は、この発明によるスぺクトラム拡散信号復調装置の第 2の実施の形態としての G P S受信機の構成を示すブロック図である。

第 7図は、第 2の実施の形態における動作を説明するためのフローチヤートの一部である.。

第 8図は、第 2の実施の形態における動作を説明するためのフローチヤートの一部である。

第 9図は、第 2の実施の形態において、動作を考慮した要部の構成を示す図である。

第 1 0図は、この発明によるスぺクトラム拡散信号復調装置の第 3の実施の形態を説明するための図である。

第 1 1図は、この発明によるスぺクトラム拡散信号復調装置の第 3の実施の形態を説明するための図である。

第 1 2図は、第 3の実施の形態において、動作を考慮した要部の構成を示す図である。

第 1 3図は、この発明によるスペクトラム拡散信号復調装置の第 4の実施の形態を説明するための図である。

第 1 4図は、この発明によるスぺクトラム拡散信号復調装置の第 4の実施の形態を説明するための図である。

第 1 5図は、この発明によるスぺクトラム拡散信号復調装置の第 4の実施の形態を説明するための図である。

第 1 6図は、この発明によるスぺクトラム拡散信号復調装置の第 4の実施の形態を説明するための図である。

第 1 7図は、第 4の実施の形態の要部の説明に用いる図である。第 1 8図は、第 4の実施の形態の要部の説明に用いる図である。第 1 9図は、第 4の実施の形態における動作を説明するためのフローチヤ一トの一部である。第 2 0図は、第 4の実施の形態における動作を説明するためのフローチャートの一部である。

第 2 1図は、 GP S衛星からの信号の構成を示す図である。

第 2 2図は、従来のキャリアおよび拡散符号の同期処理を説明するための図である。

第 2 3図は、この発明の実施の形態の説明に用いる図である。発明を実施するための最良の形態

以下、この発明によるスぺクトラム拡散信号復調方法の実施の形態を. 上述した GP S受信機に適用した場合について、図を参照しながら説明する。

[第 1の実施の形態]

第 1図は、スぺクトラム拡散信号復調装置の第 1の実施の形態としての GP S受信機の構成例を示すブロック図である。この第 1図に示すように、アンテナ 1 1にて受信された GP.S衛星からの受信信号（スぺクトラム拡散信号）は、高周波増幅回路 1 2を通じて中間周波変換回路 1 3に供給される。また、水晶発振器からなる基準発振器 1 4の出力が局部発振回路 1 5に供給され、これより基準発振器の出力周波数と周波数比が固定された局部発振出力が得られる。

そして、この局部発振出力が中間周波変換回路 1 3に供給されて、衛星信号が中間周波数 1. 0 2 3 MH zの中間周波信号に低域変換されるこの中間周波信号は、増幅回路 1 6で増幅され、バンドパスフィルタ 1 7で帯域制限された後、 D S P (D i g i t a l S i g n a l P r o c e s s o r) 1 0 0に供給される。

第 1図の点線で囲んだ部分のブロック図は、 D S P 1 0 0で実行される機能をハードウェア的に示したものである。もっとも、これらのプロックをディスクリートの回路によりハ一ドウエアとして構成することも勿論できる。この第 1図の D S P 1 0 0の構成は、デジタルマッチドフィル夕の構成を示すものである。

D S P 1 0 0に供給された信号は、まず、 A/D変換部 1 0 1でデジタル信号に変換されて、バッファメモリ 1 0 2に書き込まれる。このバッファメモリ 1 02に書き込まれた信号は、拡散符号の.1周期分（ 1 0

2 3チップ分）ずつ、読み出されて F FT処理部 1 0 3で FFT処理され、その F F T結果がメモリ 1 04に書き込まれる。メモリ 1 04から読み出された受信信号の F FT結果は、乗算部 1 0 5に供給される。一方、拡散符号発生部 1 0 6からは、そのときに D S P 1 0 0で処理対象となっている衛星からの受信信号に使用されている拡散符号と同じ系列の拡散符号が発生する。この拡散符号発生部 1 0 6からの 1周期分 ( 1 0 2 3チップ）の拡散符号は、 F F T処理部 1 0 7に供給されて F

FT処理され、更にその複素共役が計算され、その処理結果が拡散符号の F F T結果としてメモリ 1 0 8に供給される。このメモリ 1 0 8からは、通常の場合と同様に、 F FT結果が低い周波数から順に読み出されて乗算部 1 05に供給される。

乗算部 1 0 5では、メモリ 1 04からの受信信号の F FT結果と、メモリ 1 0 8からの拡散符号の FFT結果とが乗算され、周波数領域における受信信号と拡散符号との相関の度合いが演算される。そして、その乗算結果は逆 F FT処理部 1 0 '9に供給されて、周波数領域の信号が時間領域の信号に戻される。

逆 F FT処理部 1 0 9から得られる逆 F FT結果は、受信信号と拡散符号との時間領域における相関検出信号となっており、この相関検出信号は、相関点検出部 1 1 0に供給される。相関点検出部 1 1 0では、受信信号と拡散符号との同期が取れたかどうかを検出し、同期が取れたと検出した場合には、前記ピーク値の位相を相関点として検知する。

この相関検出信号は、拡散符号の 1周期分の各チップ位相における相関値を示すものとなっており、受信信号中の拡散符号と、拡散符号発生部 1 0 6からの拡散符号とが同期している場合には、第 2図に示すように、 1 0 2 3チップのうちのある一つの位相での相関値が、予め定められるスレツショールド値を超えるようなピーク値を示す相関波形が得られる。このピーク値の立つチップ位相が、相関点の位相となる。

一方、受信信号中の拡散符号と、拡散符号発生部 1 0 6からの拡散符号とが同期していない場合には、第 2図のようなピーク値が立つ相関波形は得られず、いずれのチップ位相においても、予め定められるスレツショ一ルド値を超えるようなピークは立たない。

相関点検出部 1 1 0は、例えば、予め定めた値を超えるピーク値が、この相関点検出部 1 1 0に供給される相関検出信号に存在するかどうかにより、受信信号と拡散符号との同期が取れたかどうかを検出し、同期が取れたと検出した場合には、前記ピーク値の位相を相関点として検知する。

以上の説明では、受信信号のキヤリアについては考慮していないが、実際には、受信信号 r (n) は、第 2 3図の式（3) に示すようにキヤリアを含んでいる。この式（3) において、 Aは振幅、 d (n) はデー夕、 f 0は中間周波信号におけるキャリア角周波数、 n (n) はノイズを表している。

AZD変換部 1 0 1でのサンプリング周波数を f s 、サンプリング数を N (したがって、 0≤nく N、 0≤ k<N) とすると、離散フ一リェ変換後の離散周波数 kと実周波数 f との関係は、 0≤k≤NZ2では f = k · f s /N、 NZ2<k<Nでは f = (k— N) · i s /N ( f < 0) である。なお、離散フーリエ変換の性質により、 R (k) 、 C (k) は、 kく 0、 k≥Nでは循環性を示す。

そして、受信信号 r (n) から、データ d (n) を得るためには、拡散符号 c (n) とキャリア c o s 2 7cn f _Dとの同期をとつてキャリア成分を除去する必要がある。すなわち、後述する第 2 3図の式（2 ) で, R (k) のみにキャリア成分が含まれている場合には、第 2図のような相関波形が得られない。

'この実施の形態では、 F F Tによる周波数領域での処理のみの簡単な構成により、拡散符号 c (n) とキャリア c o s 2 π η f 。との同期をとってキヤリァ成分を除去することができるようにしている。

すなわち、 F FT処理部 1 0 3から得られる GP S衛星からの受信信号の F FT結果は、通常は、受信信号の周波数成分の周波数が低いものから順にメモリ 1 0 4から読み出されて、乗算部 1 0 5に供給されるが, この実施の形態では、· メモリ 1 04がらは、読み出しアドレス制御部 1 1 1からの制御に従って、読み出しアドレスがシフト制御されて、順次, 受信信号の F FT結果が読み出される。

読み出しァドレス制御部 1 1 1には、受信信号を得た GP S衛星についてのドップラーシフト量を正確に見積もり、かつ、 GP S受信機内部の発振周波数および時間情報を正確に校正することに基づいて検出した受信信号のキャリア周波数の情報が供給される。このキャリア周波数の情報は、 GP S受信機内部でのみ作成することもできるが、通常は、外部から取得するようにする。

そして、読み出しアドレス制御部 1 1 1は、この取得したキャリア周波数の情報に基づいて、そのキャリア周波数分だけ、読み出しアドレスをシフトして、メモリ 1 0 4から受信信号の F FT結果を、順次、読み出し、乗算部 1 0 5に供給するようにする。このように受信信号 r (n) の F FT結果を、メモリ 1 04から、受信信号のキャリア周波数分だけシフトして読み出すことにより、後述するように、キヤリァ成分を除去した受信信号の F FT結果と等価な F F T結果を得ることができ、そのキヤリァ成分を除去した F F T結果と、拡散符号の 1周期分の F F T結果との乗算結果を逆拡散することにより確実に第 2図のように相関点でピークを生じる相関検出出力が得られるなお、後述もするように、メモリ 1 04からの F FT結果の読み出しァドレスを制御するのではなく、メモリ 1 0 8からの拡散符号の F FT 結果の読み出しァドレスを制御することにより、拡散符号の F FT結果に、受信信号 r (n) のキャリア分を加え、乗算部 1 0 5での乗算によつて、実質的によりキヤリァ成分の除去を行うようにすることもできる, 以下に、メモリ 1 0 4または 1 0 8からの読み出しァドレスの制御によって、受信信号のキャリアと拡散符号との同期によるキヤリァ成分の除去について、 D S P 1 0 0でのデジタルマッチドフィルタの処理の動作説明と共に、さらに詳細に説明する。

この実施の形態において、 D S P 1 0 0では、デジタルマッチドフィルタの処理が行われるものであるが、このデジタルマッチドフィルタの処理の原理は、第 2 3図の式（ 1 ) に示すように、時間領域での畳み込みのフーリエ変換が周波数領域では乗算になるという定理に基づくものである。

この式（ 1 ) において、 r (n) は時間領域の受信信号、 R (k) はその離散フーリエ変換を表す。また、 c (n) は拡散符号発生部からの拡散符号、 C (k) はその離散フーリエ変換を表す。 nは離散時間、 k は離散周波数である。そして、 F [] は、フーリエ変換を表している。

2つの信号 r (n) 、 c (n) の相関関数を改めて f (n) と定義すると、 f (n) の離散フ一リエ変換 F (k) は、第 2 3図の式（2) のような関係になる。したがって、 r (n) を—第 1図の A/D変換部 1 0 1からの信号とし、 c (n) を拡散符号発生部 1 0 6からの拡散符号とすれば、 r (n) と c (n) の相関関数 ί (η) は、通常の定義式によらず、前記式（2) により以下の手順で計算できる。

·受信信号 r (n) の離散フーリエ変換 R (k) を計算する。

•拡散符号 c (n) の離散フーリエ変換 C (k) の複素共役 C (k) を計算する。

• R (k) 、 C (k) の複素共役 C (k) より、式（2) の F (k) を計算する。

- F (k) の逆離散フーリエ変換により相関関数 f (n) を計算する ₍ ところで、前述したように、受信信号 r (n) に含まれる拡散符号が, 拡散符号発生部 1 0 6からの拡散符号 c (n) と一致していれば、上記手順により計算した相関関数 f (n) は、第 2図のように相関点でピークを生ずる時間波形となる。上述したように、この実施の形態では、離散フーリエ変換および逆フーリエ変換に、 F FTおよび逆 F FTの高速化アルゴリズムを適用したので、. 定義に基づいて相関を計算するより、かなり高速に計算を行うことができる。

次に、受信信号 r (n) に含まれるキャリアと拡散符号との同期について説明する。

前述したように、受信信号 r (n) は、第 2 3図の式（3) に示すようにキャリアを含んでいる。受信信号 r (n) から、データ d (n) を得るためには、拡散符号 c (n) とキャリア c o s 2 Tt n f 。との同期をとつて除去する必要がある。すなわち、前述の第 2 3図の式（2) で、 R (k) のみにキャリアが含まれている場合には、第 2図のような相関波形が得られない。ドップラーシフト量が正確に見積もられ、かつ、 GP S受信機内部の発振周波数および時間情報が正確であれば、受信信号 r (n) のキヤリァ周波数 ί。が既知となる。その場合には、第 3図に示すように、 F F Τ処理部 1 0 3の前段に乗算部 1 2 1を設け、この乗算部 1 2 1において受信信号 r (n) と信号発生部 1 2 2からの周波数 f 。のキャリアとを乗算して周波数変換することにより、 F F Tを行う前に受信信号 r (n) からキャリア成分を除くことができる。

その場合には、メモリ 1 04からは、そのキャリア成分が除去された受信信号 r (n) の F FT結果が得られ、この： F FT結果と、拡散符号 c (n) の F F T結果とが乗算部 1 0 5で乗算されるので、逆 F FT処理部 1 0 9の出力としては、第 2図のように相関点にピークを生じる時間波形が確実に得られる。

なお、第 3図で括弧内に記載したように、受信信号 r (n) からキヤリア成分を除去するのではなく、拡散符号 c (n) についての F FT処理部 1 0 7の前段に乗算部 1 2 1を設けて、この乗算部 1 2 1において拡散符号 c (n) と信号発生部 1 2 2からの周波数 ί。のキャリアとを乗算して周波数変換することにより、拡散符号にキヤリァ成分を加えるようにしても同様である。

すなわち、その場合には、メモリ 1 04から読み出した受信信号の F FT結果に含まれるキャリア成分と、メモリ 1 0 8から読み出した拡散符号の F FT結果に含まれる、加えられたキヤリァ成分とが同期しているため、逆 F FT処理部 1 0 9からは、第 2図のように相関点でピークを生じる相関検出出力が得られる。

しかし、以上説明したような第 3図のように時間領域の信号にキヤリァ周波数の信号を乗算する方法による場合には、キャリア成分を除くための乗算部が特に必要になり、構成が複雑になると共に、その乗算演算の分だけ、処理速度が遅くなるという不利益がある。

ところで、 F FTの性質として、上述のような周波数乗算は、第 2 3 図の式（4) のように表すことができる。この式（4) で、 F [] は離散フーリエ変換、 Φ₀ はキャリアとの位相差、 k。は。に対応する k であって、 f 。 =k。 · f s ZNである。この式（4) より、受信信号 r (n) を第 3図のように周波数変換した信号の F FTは、 r (n) の F FTである R (k) を、キャリア周波数分 k。だけシフトした形になる。

以上のことから、第 3図の構成は、第 4図のような構成に置換可能となる。すなわち、受信信号 r (n) や拡散符号 c (n) にキャリア周波数を乗算する代わりに、受信信号の F FT結果または拡散符号の F FT 結果をメモリ 1 04またはメモリ 1 0 8からの読み出す際の読み出しァドレスを、キャリア周波数分だけシフトするようにするものである。この場合に、第 4図で、受信信号 r (n) をシフトする場合はダウンコンパ一ジョンで、 k。〉0とし、また、拡散符号 c (n) をシフトする場合はアップコンバージョンで、 k。 <0とする。

以上説明したように、式（4) に示した FFTの性質を利用すれば、第 3図の信号発生部 1 2 2は不要になり、第 4図のように、 FFT結果のメモリからの読み出しアドレス位相をシフトするだけでよくなり、構成が簡単になると共に、処理の高速化に繋がる。

なお、前述の式（4) における位相差 φ。は未知であるため、第 4 図では無視しているが、例えば、第 2 3図の式（ 5) により計算される F' (k) の逆 FFTの演算結果として得られる相関関数 f ' (n) (0≤n<N) は複素数となり、その実部を ' (n) 、虚部を ί,， (η) とすると、相関ピークの振幅 I ί ' (η) I は、第 23図の式 W

20

(6) に示すようにして得られ、位相差。は、第 23図の式（7) に示すようにして得られるので、式（4) の右辺の e x p ( j φ。）の乗算は省略してよい。なお、位相差 φ。は、式（3) のデータ d (n) の符号に対応した π だけ異なる 2つの値となる。

以上説明したような第 1の実施の形態の処理動作を第 1図のブロック図に反映させた構成図を第 5図に示す。この第 5図の各プロックの出力には、上述したような信号出力 r (n) 、 c (n) および演算結果 R

(k) 、 C (k) 、 f ' (n) が示されている。

以上のように、第 1の実施の形態の方法によれば、 GP S受信機において、 F FTを利用してデジタルマッチドフィルタを構成する場合に、第 5図のように受信信号の F F T結果を、キヤリァ周波数分だけメモリのアドレスをシフ卜して、拡散符号と乗算する構成によって、相関点 n が、例えば第 5図に示すような波形で得られ、 4個の GP S衛星、つまり 4種類の拡散符号 c (n) について、相関点 np が判れば、 G P S受信機位置の計算が可能になる。

すなわち、第 1の実施の形態によれば、 F FTを利用したデジタルマツチドフィルタ処理を行う場合において、受信信号のキャリアと拡散符号との同期を取るために、時間領域で乗算を行うことなく、受信信号の F FT結果と拡散符号の F FT結果同士の周波数領域での乗算の際に、受信信号の F F T結果と拡散符号の F F T結果のうちの一方の F F T結果をシフトするという簡便な方法により、受信信号のキャリア成分を除去することができる。

なお、第 5図の例では、受信信号の F FT結果 R (k) の方の、メモリの読み出しァドレスをシフトさせたが、拡散符号の F FT結果 C (k) の方のメモリの読み出しアドレスを、受信信号の FFT結果 R (k) の場合とは逆方向にシフト（乗算器でのアップコンバージョンの形になる）しても良い。

また、上述の実施の形態の説明においては、拡散符号発生部 1 0 6と F FT処理部 1 0 7とを別々に設けるようにしたが、それぞれの GP S 衛星に対応する拡散符号をあらかじめ F FTしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号 c (n) の F FT計算を省略することができる。

[第 2の実施の形態]

上述の第 1の実施の形態は、 GP S衛星からの受信信号のキヤリァ周波数が既知である場合であつたが、この第 2の実施の形態は、キャリア周波数が未知である場合である。第 6図は、第 2の実施の形態としての GP S受信機の構成例を示すプロック図である。この第 6図において、前述した第 1の実施の形態として示した第 1図の GP S受信機と同一部分には、同一番号を付してある。

この第 2の実施の形態では、第 6図に示すように、相関点検出部 1 1 0の相関検出出力を、読み出しアドレス制御部 1 1 2に供給する。読み出しアドレス制御部 1 1 2は、受信信号 r (n) の: F FT結果のメモリ 1 04からの読み出しァドレスの前記シフ卜量を、過去のデータから決定した予測アドレスを中心に、相関点検出部 1 1 0の相関検出出力に基づいて変更制御して、相関点検出部 1 1 0で第 2図に示したようなピ一クが得られるようにする。相関点検出部 1 1 0で第 2図に示したようなピ一クが得られたときには、読み出しアドレス制御部 1 1 2は、読み出しアドレスのシフト制御を、そのときのシフト量で停止する。

この第 2の実施の形態における D S P 1 0 0での処理の流れを、第 7 図および第 8図のフロ一チャートを参照しながら説明する。なお、この第 7図および第 8図のフローチヤ一トは、 D S P 1 0 0でのソフトゥェァ処理に対応するものである。

まず、 AZD変換部 1 0 1にてデジタル信号に変換された受信信号を信号 r (n) としてメモリ 1 0 2に取り込む（ステップ S 1 ) 。次に、この信号 r (n) を F F T処理部 1 0 3で F F Tし、その F F T結果 R (k) をメモリ 1 04に書き込む（ステップ S 2) 。次に、信号を受信した GP S衛星に対応する拡散符号の F FT結果 C (k) をメモリ 1 0 8にセットする（ステップ S 3) 。

次に、受信信号 r (n) の F FT結果 R (k) のメモリ 1 0 4からの読み出しアドレスのシフト量の初期値 k。' を、過去のデータから決定する（ステップ S 4) 。そして、決定した初期値 k。' を、メモリ 1 0 4からの F FT結果の読み出しァドレスのシフト量 k'として設定すると共に、シフト制御の変更回数 mを初期値 m= 0にセットする（ステツプ S 5 ) 。

次に、メモリ 1 04から、受信信号 r (n) の; F FT結果 R (k) を. 読み出しアドレスを、 k'だけシフトして読み出す（ステップ S 6) 。そして、読み出した F FT結果 R (k - k' ) と、拡散符号の F FT結果とを乗算して相関関数 F ' (k) を求める (ステップ S 7) 。

次に、この相関関数 F ' (k) の逆 F FTを行って時間領域の関数 f ' (n) を求める（ステップ S 8) 。そして、この関数 f ' (n) について、ピーク値 f ' (np) を求め（ステップ S 9) 、そのピ一ク値 f ' (n p) が予め設定されているスレツショールド値 f thより大きいかどうか判別する（ステップ S 1 1 ) 。

ステップ S 1 1での判別の結果、ピーク値 : f ' (n p) が、予め設定されているスレツショ一ルド値 f ih以下であるときには、相関点が検出できなかったとして、シフト制御の変更回数 mが予め設定された最大値 m_maxよりも小さいかどうか判別する（ステップ S 1 6) 。そして、シフト制御の変更回数 mが予め設定された最大値 m_maxよりも小さいと判別したときには、シフト制御の変更回数 mを 1だけィンクリメント' (m = m+ 1 ) すると共に、新たなシフト量 k'を、

k' = k' + (- 1) ^mXm

として設定し（ステップ S 1 7) 、その後、ステップ S 6に戻る。そして、上述したステップ S 6以降の処理を繰り返す。

また、ステップ S 1 6で、シフト制御の変更回数 mが、予め設定された最大値 m_max以上であると判別したときには、すべての衛星について. 上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップ S 1 4) 、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップ S 1 8) 。

また、ステップ S 14で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号 c (n) に拡散符号を変更する (ステップ S 1 5) 。そして、ステップ S 3に戻り、上述したステップ S 3以降の処理を実行する。

また、ステップ S 1 1において、ピーク値 f ' (n p) が、予め設定されているスレツショ一ルド値 f thより大きいと判別したときには、そのピーク値 f ' (n p) を取る離散時間（拡散符号の位相） n pを相関点として検出すると共に、前記 F FT結果 R (k) のメモリ 1 04からの読み出しアドレスのシフト量の初期値 k„' を、そのときのシフト量 k'に設定し直す (ステップ S 1 2) 。

そして、検出した相関点 n pが、 4個目であるか否か判別し（ステツプ S 1 3) 、 4個目であると判別したときには、受信機位置計算処理および同期保持処理へ移行する。なお、ステップ S 1 2で検出した相関点 n pが得られるときの読み出しァドレスシフト量 k 'から、当該受信中の G P S衛星についてのドップラーシフト量および G P S受信機の発振周波数の誤差を推定することができる。すなわち、受信信号のキャリア周波数を検知することができる。

ステップ S 1 3で、検出した相関点 n pが、 4個目未満であると判別したときには、すべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップ S 1 4 ) 、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップ S 1 8 ) 。

また、ステップ S 1 4で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号 c ( n ) に拡散符号を変更する (ステップ S 1 5 ) 。そし'て、ステップ S 3に戻り、上述したステップ S 3以降の処理を実行する。

以上説明したような第 2の実施の形態の処理動作を第 6図の D S P 1 0 0の内部構成のブロック図に反映させた構成図を第 8図に示す。この第 8図の各プロックの出力には、上述したような信号出力および演算結果が示されている。

以上のようにして、この第 2の実施の形態によれば、 G P S衛星からの受信信号のキャリア周波数が未知であっても、 F F Tによる周波数領域での処理を積極的に用いて、受信信号のキャリアと拡散符号との同期検出を行って、キャリア成分を除去することができる。したがって、 F F Tを利用したデジタルマッチドフィルタによる G P S受信信号と拡散符号との相関点の検出を、高速、かつ簡単な構成で実現することができる。なお、この第 2の実施の形態の場合においても、それぞれの衛星に対応する拡散符号をあらかじめ F F Tしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号 c (n) の F F T計算を省略することができる。

[第 3の実施の形態]

上述したように、デジタルマッチドフィルタによつて受信信号と拡散符号の相関点を検出する場合には、その相関点を検出する単位データ長は、拡散符号の 1周期長とするのが通常である。

しかし、 GP S衛星からの受信信号では、前述したように、データの 1ビットは、拡散符号の 2 0周期分であり、この 2 0周期分では、すべて同じパターンの符号となっている。この第 3の実施の形態では、この特質を生かして、デジタルマッチドフィルタによって受信信号と拡散符号の相関点を検出する単位データ長は、拡散符号の複数周期長とする。

このように、受信信号について、拡散符号の複数周期分単位で F F T 演算処理をすることにより、この第 3の実施の形態によれば、受信感度が向上し、同じ時間領域の信号を累積加算する方法に比べてキヤリァ周波数のサーチがし易くなる。以下、この第 3の実施の形態を、さらに説明する。

時間領域において、拡散符号の M周期（Mは 2以上の 2のべき乗、以下同じ）にわたつて累積加算を行った 1周期長のデータに対して相関点を検出する先行例がある（例えば米国特許 4 9 9 8 1 1 1号明細書または「An Introduct ion to Snap Track™ Server ~Ai ded GPS Technology, ION GPS- 9 8 Proceedings」参照）。

すなわち、第 1 0図に示すように、この先行例の方法においては、受信信号 r (n) について、拡散符号との乗算結果を、 M周期分にわたつて累積加算するものである。この先行例の方法は、 G P S衛星からの受信信号の周期性とノイズの統計的な性質とを利用して C/Nを高めるもので、受信信号のキャリアと拡散符号の同期が事前にとれている状態であれば、 C/Nが M倍に改善され、したがって受信感度（相関点の検出感度）は M倍に向上する。

しかし、受信信号のキャリアと拡散符号との同期がとれていないと位相の異なる M個のキヤリァが加算合成されてしまい、累積加算した結果においては肝心の GP S信号が相殺されてしまって相関ピークは検出できなくなる。

このため、受信信号のキャリア周波数が未知の場合には、キャリア周波数をサーチする必要があり、サーチする各々の周波数毎に累計加算を行うといった効率の悪い操作を行わざるを得なくなる。

これに対して、上述した第 1および第 2の実施の形態では、上述したようにして周波数領域において、 F FT結果のメモリからの読み出しァドレスをシフ卜するという簡便な方法により、受信信号のキャリアと拡散符号との同期がとれるので、累積加算の効果を最大限に発揮させることができる。

この第 3の実施の形態では、第 2の実施の形態と同様に、 GP S衛星からの受信信号の'キヤリァ周波数は未知として、キヤリァ周波数のサ一チを行うのであるが、その場合に、受信信号 r (n) については、拡散符号の M周期分毎に F FTを行うようにする。そして、この拡散符号の M周期分毎に、受信信号の F FT結果のメモリからの読み出しァドレスのシフト量の制御による受信信号のキヤリァ周波数のサ一チを行う。前述した第 2 3図の式（3) 中のデータ d (n) は、 M≤ 20とすれば、拡散符号の M周期中では 1または一 1の固定値になるので無視できる。すると、式（3) は、

r ( n ) =A - c ( n ) c o s 27rn f 。 +n ( n ) となり、これを M周期長で離散フーリエ変換すると、データの数は I X N (Nは拡散符号の 1周期のチップ数）なので、離散フーリエ変換後の kと実周波数 f の関係は、サンプリング周波数 f s に対して 0≤k≤ MNZ2では、 f = k f s /MNとなり、 MN/2<kく MNでは、 f = (k -MN) f s /MN ( f < 0 ) となって、分解能が M倍になる。

しかし、拡散符号 c (n) は周期信号であり、その 1周期長の時間を T (GP Sの C/Aコードでは T= 1ミリ秒）とすると、 f = l/T以下の精度の周波数成分はない。したがって、受信信号 r (n) の離散フ —リエ変換後の FFT結果 R (K) (ただし、 K=kMであって、 0≤ K<MN) 中の拡散符号 c (n) の周波数成分は M個おき、すなわち、 MN個のデータのうちの N個の点に集中し、その振幅は、 M周期分が累積加算されるため、 1周期長での同じ周波数成分の M倍になる。 M=4 としたときのスペクトラム例を第 1 1図に示す。

第 1 1図の例では、信号のスペクトラムが 4個おきにあり、れらの間には信号成分はない。 N個の点以外では、拡散符号 c (n) の周波数成分は 0になる。一方、ノイズ n (n) は、多くの場合、非周期信号であるから、 MN個の全周波数成分にエネルギーが分散される。したがつて、受信信号 r (n) の F FT結果 R (K) 中における拡散符号 c (n) の N個の周波数成分の総和において、時間領域での累積加算と同様に、 C/Nが M倍向上することになる。

受信信号 r (n) 中に、式（3) に示したキャリア成分 c o s 2 π n ί₀がなければ、 FFT結果 R (K) 中の拡散符号 c (n) の周波数成分は、 K== j XM (0≤ j <N) に集中するが、キャリア成分が存在するので、この第 3の実施の形態では、メモリからの F FT結果 R (K) の読み出しアドレスを、拡散符号の 1周期当たりについて、 k= ( i X M) — k_Q として、キャリア周波数分の k。だけ循環的にシフトするようにする。

以上説明した第 3の実施の形態の全体の構成は、第 6図に示した第 2 の実施の形態の場合と同様となるが、上述の処理動作を、その D S P 1 0 0の内部構成に反映させた構成図を第 1 2図に示す。

すなわち、 F FT処理部 1 0 3からは、 F FT演算処理単位を拡散符号の M周期とする F F T結果 R (K) が得られ、メモリ 1 0 4に書き込まれる。そして、このメモリ 1 04から、読み出しアドレスがシフト制御されて F FT結果が読み出されて乗算部 1 0 5に供給され、メモリ 1 0 8からの拡散符号 c (n) の F FT結果と乗算される。

この第 3の実施の形態の場合、この乗算部 1 0 5から得られる相関関数 F (k) は、第 2 3図の式（8) に示すようなものとなるようにされる。なお、式（8) で、 k。については、 f 。 =k_fl · f s /MNである。

このとき、第 1 2図において、逆 F F T処理部 1 0 9から得られる相関関数 f ' (n) のピークは、 R (K) が M周期の拡散符号を含むので. 0≤n<MNの範囲において M個現れることになる。しかし、相関点の検出は、拡散符号の 1周期についての 1個でよいので、逆 F FT処理部 1 0 9での計算は、前述の第 1および第 2の実施の形態の場合と同様に. 0≤ nく Nの範囲だけで済み、 N≤n<MNにおける計算は必要ない。以上のようにして、この第 3の実施の形態によれば、受信信号 r (n) の FFTを拡散符号の 1周期の M倍とすることにより、相関点の検出感度、したがって、受信感度を向上させることができる。

なお、この第 3の実施の形態の場合においても、それぞれの衛星に対応する拡散符号をあらかじめ F FTしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号 c (n) の FFT計算を省略することができる。

[第 4の実施の形態]

前述の第 3の実施の形態では、拡散符号の M周期（M> 1) 分を含む受信信号 r (n) を F FT処理することで、未知のキャリア周波数のサーチを可能にすると共に、受信感度の向上を図ることができるものであるが、データサンプルの数が、拡散符号 1周期分の場合の N個から M倍の MN個になるため、 F FTの計算時間および第 1 2図におけるメモリ 1 04の容量が大きくなる。第 4の実施の形態は、このメモリ容量の問題を改善したものである。

第 1 1図の例のように、拡散符号の M周期（M〉l) を FFT処理単位とした場合の F FT結果 R (K) 中の周波数成分は M個おきにしか存在しないので、それらの M個おきの周波数成分の間の成分は不要である, ここで、 F FT結果 R (K) を、 R ( i XM) 、 R ( i XM+ 1) 、 R ( i XM+ 2) 、 · · ·、 R ( i XM + M - 1) ( 0≤ j <N) の M 組に分ける。 M= 4組に分けた場合の、それぞれの組の分割スぺクトラムの例を第 1 3図〜第 1 6図に示す。キャリア周波数は未知であるが、 M組のうちの 1組に、相関を検出する対象となる GP S信号のエネルギ一がある。第 1 3図〜第 1 6図の例では、第 1 3図の R ( i XM) の組に、受信信号 r (n) の周波数成分が含まれ、それ以外の 3つの分割スぺクトラムにはノイズしかない状態を表している。

• なお、実際の信号ではキャリア周波数 k。は、正確には k' ^koでないため、例えば。が k。，と。' + 1との間にあったとすると、 k' - k。' と k' = k_Q' + 1との両方で相関が検出され、 k。に近い方が大きな相関を示す。 F FT結果 R (K) を前記のように M組に分割した場合、 Mが 2のべき乗であれば、 F FT計算手順の性質から、各組は、それぞれ独立に計算できる。

第 1 7図は、 8個のデータ g (0) 〜g (7) の F F T計算の信号の流れ図である。第 1 7図の F FT結果 G (K) を、 4個おきのデータに分けるとすると、（G (0) , G (4) ) 、 (G ( 1) ， G (5) ) 、

(G (2) , G ( 6 ) ) 、 (G (3) , G (7) ) の 4組となる。この中の（G (0) , G (4) ) に注目すると、第 1 8図に示す部分だけの計算でよいことが判る。そして、この計算の構造は、他の組（G ( 1 ) G ( 5) ) 、（G (2) , G (6) ) 、（G (3) , G (7) ) においても同様となるものである。

この 4組のデータを 1組ずつ調べることにすると、まず、（G (0) G (4) ) を計算し、調べ終わったら（G (0) , G (4) ) を格納し' たメモリを開放して次の組に進む。（G ( 1) ， G ( 5) ) 、 (G (2) , G ( 6) ) 、（G (3) ， G (7) ) と、順次計算して調べ終わったらメモリを開放するという操作を行うことにより、メモリは、 G (0) 〜G ( 7) を一括して F FTを求めるのに比べて、 1ノ4のメモリ容量でよくなる。乗算回数は、 M個に分割して計算した場合と全体を一括して F FT計算をした場合とでは同じになる。

上記の例と同様のことが、 Mを 2のべき乗にすることで、 R ( i X M) 、 R ( i XM+ 1 ) 、 R ( i XM+ 2) 、 · · · 、 R ( i XM + M - 1 ) に適用でき、 F F T結果を格納するメモリの容量は、 ΜΝの 1 / Μ、すなわち、 Νで済む。また、 R ( i XM) 、 R ( i XM+ 1 ) 、 R ( i XM+ 2) 、 · · ·、！¾ ( i XM+M— 1 ) の順で相関を検出する際に、途中の組で相関点が検出できてしまえば、残る組については調べる必要がなくなるので、拡散符号の M周期毎の受信信号を一括して F F T処理して検出するより、処理時間が短くなると期待できる。

以上説明した第 4の実施の形態の場合の拡散符号およびキャリア同期のフローチヤ一トを、第 1 9図および第 2 0図に示す。第 1 9図および第 2 0図の例では F FTの回数を最小にするため、キャリア周波数のサーチを、各 F FTの組毎に、対象とする衛星すべてについて相関検出を行うようにしている。なお、この第 1 9図および第 2 0図のフロ一チヤートは、 D S P 1 0 0でのソフトウエア処理に対応するものである。まず、 R (k) の分割組数についての変数 j (0≤ ί ≤Μ) を初期化し（ステップ S 2 1) 、次に、 AZD変換部 1 0 1にてデジタル信号に変換された受信信号を信号 r (n) (ただし、 0≤n≤MN) としてメモリ 1 0 2に取り込む（ステップ S 2 2) 。次に、この信号 r (n) を F FT処理部 1 0 3で F FTし、その F FT結果 R (k) (ただし、 k = i XM+ j ) をメモリ 1 04に書き込む (ステップ S 2 3) 。次に、信号を受信した GP S衛星に対応する拡散符号の F FT結果 C (k) をメモリ Γ 0 8にセットする（ステップ S 2 4 ) 。

次に、受信信号 r (n) の F FT結果 R (k) のメモリ 1 04からの読み出しアドレスのシフト量の初期値 k。' を、例えば過去のデータから決定する（ステップ S 2 5) 。そして、決定した初期値 k。' を、メモリ 1 04からの F FT結果の読み出しァドレスのシフト量 k'として設定すると共に、シフト制御の変更回数 mを、初期値 m= 0にセットする（ステップ S 2 6 ) 。

次に、メモリ 1 0 4から、受信信号 r (n) の F F T結果; (k) を, その読み出しアドレスを、 k'だけシフトして読み出す（ステップ S 2 7 ) 。そして、読み出した F FT結果 R (k - k' ) と、拡散符号の F F T結果とを乗算して相関関数 F ' (k) を求める（ステップ S 2 8 ) _£ 次に、この相関関数 F' (k) の逆 F FTを行って時間領域の関数 f ' (n) を求める（ステップ S 2 9) 。そして、この関数 ί ' (η) について、ピ一ク値 f ， (np) を求め（ステップ S 3 0) 、そのピーク値 (n p) が予め設定されているスレツショールド値 f thより大きいかどうか判別する（ステップ S 3 1) 。 ' ステップ S 3 1での判別の結果、ピーク値 f ' (n p) が、予め設定されているスレツショールド値 f th以下であるときには、相関点が検出できなかったとして、シフト制御の変更回数 mが予め設定された最大値よりも小さいかどうか判別する（ステップ S 3 2) 。そして、シフト制御の変更回数 mが予め設定された最大値 m_fflaxよりも小さいと判別したときには、シフト制御の変更回数 mを 1だけィンクリメント (m = m+ 1 ) すると共に、新たなシフト量 k'を、

k' = k' + (― 1 ) ^mXm

として (ステップ S 3 3) 、ステップ S 2 7に戻る。そして、上述したステップ S 27以降の処理を繰り返す。 ■

また、ステップ S 3 2で、シフト制御の変更回数 mが、予め設定された最大値 m_nax以上であると判別したときには、すべての衛星について. 上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップ S 3 6) 、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、変数 jがその最大値 Mより小さいかどうか判別し（ステツプ S 3 8 ) 、小さいときには、変数 j をインクリメントし（ステツプ S 3 9) 、その後、ステップ S 2 3に戻り、このステップ S 23以降の処理を繰り返す。

また、ステップ S 3 8で、変数 jが最大値 Mに等しいあるいは最大値 Mより大きいと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップ S 40) 。また、ステップ S 3 6で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号 c (n) に拡散符号を変更する (ステップ S 3 7) 。そして、ステップ S 24に戻り、上述したステツプ S 24以降の処理を実行する。

また、ステップ S 3 1において、ピーク値 f ' (n p) が、予め設定されているスレツショ一ルド値 ί thより大きいと判別したときには、そのピーク値 f ' (n p) を取る離散時間（拡散符号の位相） n pを相関点として検出すると共に、前記 F FT結果 R (k) のメモリ 1 04からの読み出しアドレスのシフト量の初期値 k。' を、そのときのシフト量 k'に設定し直す（ステップ S 34) 。

そして、検出した相関点 n pが、 4個目であるか否か判別し（ステツプ S 3 5) 、 4個目であると判別したときには、受信機位置計算処理および同期保持処理へ移行する。なお、ステップ S 34で検出した相関点 n pが得られるときのシフト量 k'から、当該受信中の GP S衛星についてのドップラーシフト量および GP S受信機の発振周波数の誤差が推定することができる。 .

ステップ S 3 5で、検出した相関点 n pが、 4'個目未満であると判別したときには、ステップ S 3 6に進み、上述したステップ S 3 6以降の処理を実行する。

なお、第 1の実施の形態の場合のように、キャリア周波数が既知である場合には、 R ( i XM) 、 R ( i XM+ 1 ) 、 R ( i XM+ .

2) 、 · · ·、 R ( i XM + M— l ) の中で該当するものだけを計算すれば、拡散符号の多周期分を含む時間分を単位として受信信号を F F T する方法は、同様に適用できる。以上説明した第 1〜第 4の実施の形態の G P S受信機の拡散符号およびキヤリアの同期捕捉方法は、従来の手法であるスライディング相関器が原理的に時間を要するのに対し、高速な D S P等の活用で処理時間の大幅な短縮が期待できる。

なお、以上の実施の形態の説明では、 G P S衛星からの受信信号の場合に、この発明を適用したが、この発明は、 G P S衛星からの信号に限らず、拡散符号でデータをスぺクトラム拡散した信号により搬送波が変調されている受信信号の拡散符号およびキヤリァの同期捕捉を行う場合のすべてに適用可能である。

以上説明したように、この発明によれば、 F F Tを利用したデジタルマッチドフィル夕処理において、時間領域で発振器との乗算を行うことなく、受信信号と拡散符号の F F T結果同士の乗算において、一方の F F T結果をシフトするという簡単な方法によりキヤリァ成分を除くことができる。

また、拡散符.号の複数周期を処理単位として受信信号の F F Tを行う方法をとることにより、受信感度が向上し、同じ目的のために時間領域で信号を累積加算する方法に比べてキヤリァ周波数のサーチがし易いというメリットがある。そして、受信感度の向上により、アンテナの小型化、受信エリアの拡大等が期待できる。

また、この発明によれば、従来の手法であるスライディング相関器が同期するまで原理的に時間を要するのに対し、高速な D S P等の活用による処理時間の大幅な短縮により、 G P S受信機としての反応が速くなるという効果が得られる。

Claims

請求の範囲

1 . 拡散符号でデ一タをスペクトラム拡散した信号により搬送波が変調されている受信信号を高速フーリエ変換して第 1のメモリに書き込む工程と、

前記第 1のメモリに書き込まれた前記受信信号の高速フーリエ変換結果と、第 2のメモリに書き込まれている拡散符号の高速フーリェ変換結果とを、それぞれ読み出して乗算することにより、前記受信信号と前記拡散符号の相関を検出する工程であって、

前記受信信号の高速フ一リエ変換結果または前記拡散符号の高速フーリェ変換結果のいずれか一方については、前記受信信号の搬送波周波数に応じた分だけ読み出しアドレスをシフトして、前記第 1のメモリまたは前記第 2のメモリから読み出すようにする工程と、

前記乗算の結果を逆高速フーリエ変換して、前記受信信号と前記拡散符号との相関点を検出する工程と、

を備えることを特徴とするスぺクトラム拡散信号復調方法。

2 . 前記受信信号の搬送波周波数は、受信機において既知であって、当該既知である搬送波周波数に応じた分だけ前記読み出しアドレスをシフトして前記第 1のメモリまたは前記第 2のメモリから前記高速フーリェ変換結果を読み出すことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のスぺクトラム拡散信号復調方法。

3 . 拡散符号でデータをスぺクトラム拡散した信号により搬送波が変調されている受信信号を高速フーリェ変換して第 1のメモリに書き込む工程と、

前記第 1のメモリから読み出された前記受信信号の高速フーリェ変換系口: ττ^と、第 2のメモリから読み出された拡散符号の高速フーリエ変換結果とを乗算する工程と、

前記乗算の結果を逆高速フーリエ変換して、前記受信信号と前記拡散符号との相関検出出力を得る工程と、

前記相関検出出力に基づいて、前記受信信号の高速フーリエ変換結果または前記拡散符号の高速フ一リェ変換結果のいずれか一方の前記第 1 のメモリまたは前記第 2のメモリからの読み出しアドレスをシフト制御しながら、前記相関のピークを判別して、前記受信信号と前記拡散符号との相関点を検出する工程と、

4 . 請求の範囲第 1項または第 3項に記載のスぺクトラム拡散信号復調方法において、

前記受信信号の高速フーリエ変換および前記拡散符号の高速フーリエ変換は、前記拡散符号の M周期（Mは 2以上の 2のべき乗）を単位として行うことを特徴とするスぺクトラム拡散信号復調方法。

5 . 請求の範囲第 4項に記載のスぺクトラム拡散信号復調方法において、

前記受信信号の高速フーリエ変換は、その全周波数成分を一括して計算せず、高速フーリエ変換の計算構造として、同じ計算構造となる単位で、 L回（Lは 2以上の整数）に分けて、前記受信信号の 1 Z Lずつの高速フーリエ変換を行うことを特徴とするスぺクトラム拡散信号復調方法。

6 . 拡散符号でデータをスぺク卜ラム拡散した信号により搬送波が変調されている受信信号を高速フーリェ変換する高速フーリエ変換手段と, 前記高速フーリエ変換手段からの前記受信信号の高速フーリエ変換結果が書き込まれる第 1のメモリと、前記受信信号で使用される前記拡散符号の高速フーリエ変換結果が書き込まれている第 2のメモリと、

前記第 1のメモリから読み出された前記受信信号の高速フーリエ変換結果と、前記第 2のメモリから読み出された前記拡散符号の高速フ一リェ変換結果とを乗算する乗算手段と、

前記受信信号の高速フーリエ変換結果または前記拡散符号の高速フーリェ変換結果のいずれか一方については、前記受信信号の搬送波周波数に応じた分だけ読み出しァドレスをシフ卜して、前記第 1のメモリまたは前記第 2のメモリから読み出すようにするメモリ制御手段と、

前記乗算手段からの前記乗算の結果を逆高速フーリエ変換して、前記受信信号と前記拡散符号との相関検出出力を得る逆高速フーリエ変換手段と、

前記逆高速フーリェ変換手段からの前記相関検出出力に基づいて前記受信信号と前記拡散符号との相関のピークを検索して、前記受信信号と前記拡散符号との相関点を検出する手段と、

を備えることを特徴とするスぺクトラム拡散信号復調装置。

7 . 前記メモリ制御手段は、既知の値としてこれに供給される前記受信信号のキヤリァ周波数に応じた分だけシフトして前記第 1のメモリまたは前記第 2のメモリから前記高速フ一リェ変換結果を読み出すことを特徴とする請求の範囲第 6項に記載のスぺクトラム拡散信号復調装置。

8 . 拡散符号でデータをスぺクトラム拡散した信号により搬送波が変調されている受信信号を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換手段と. 前記高速フーリエ変換手段からの前記受信信号の高速フーリエ変換結果が書き込まれる第 1のメモリと、

前記受信信号で使用される前記拡散符号の高速フーリエ変換結果が書き込まれている第 2のメモリと、前記第 1のメモリから読み出された前記受信信号の高速フーリエ変換結果と、

前記第 2のメモリから読み出された前記拡散符号の高速フ一リェ変換結果とを乗算する乗算手段と、

前記乗算手段からの前記乗算の結果を逆高速フーリェ変換して、前記受信信号と前記拡散符号との相関検出出力を得る逆高速フーリェ変換手段と、

前記逆高速フーリエ変換手段からの前記相関検出出力に基づいて、前記受信信号の高速フーリェ変換結果または前記拡散符号の高速フーリェ変換結果のいずれか一方の前記第 1·のメモリまたは前記第 2のメモリからの読み出しァドレスをシフト制御しながら、前記相関のピークを判別して、前記受信信号と前記拡散符号との相関点を検出する手段と、を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号復調装置。

9 . 請求の範囲第 6項または第 8項に記載のスぺクトラム拡散信号復調装置において、

前記受信信号の高速フーリエ変換および前記拡散符号の高速フ一リェ変換は、前記拡散符号の M周期（Mは 2以上の 2のべき乗）を単位として行うことを特徴とするスぺクトラム拡散信号復調装置。

1 0 . 請求の範囲第 9項に記載のスぺクトラム拡散信号復調装置において、

前記受信信号の高速フーリェ変換は、高速フーリェ変換の計算構造として、同じ計算構造となる単位で、 L回（Lは 2以上の整数）に分けて, 前記受信信号の 1 / Lずつの高速フーリェ変換を行うことを特徴とするスぺクトラム拡散信号復調装置。