WO2001067627A1 - Recepteur amcr et detecteur d'un tel recepteur - Google Patents

Description

明 細 書

CDMA受信機及び該 CDMA受信機におけるサーチャ

技術分野

無線マルチメディア通信を実現する次世代移動通信システムとして、 DS/CDMA( Direct Sequence Code Division Multiple Ac cess:直接拡散符号分割多元接続) 方式を用いたディジタルセルラー無線通信システムの開発が進められている。 無 線基地局用ァレーアンテナは、 DS/CDMA方式を適用した移動通信システムの加入 者容量をよリ大きく し、 かつ、 移動局の送信電力をよリ小さくするための技術と して有効である。

本発明はアレーアンテナを備えた CDMA受信機及び該 CDMA受信機のサーチャに係 り、 特に、 アレーアンテナの各アンテナ素子で受信した信号に相関演算を施して 得られる電圧プロファイルを位相を合わせて合成し、 この合成電圧プロファイル を用いてマルチパスのパスタイミングを検出するサ一チヤ及ぴ該サーチャを用い た無線基地局の CDMA受信機に関する。

背景技術

DS/CDMA方式を用いた移動通信システムにおいては、 加入者容量をよリ大きく し、 かつ、 移動局の送信電力をよリ小さくするための要素技術として、 （1) RAKE 受信方式、 （2) アレーアンテナ方式、 （3) 送信電力制御方式が従来からよく知ら れている。 RAKE受信方式はマルチパスの各パスを介して到来する信号を利用して 特性の改善を図る方式である。 移動通信において、 送信機から出力した電波は通 路長の異なるいくつかの伝搬路（多重伝搬路:マルチパス）を通って受信機に到達 する特徴がある。 RAKE受信方式では、 マルチパスの各々を通ってきた信号を識別 し、 信頼度の重みづけを行って合成することで信号対雑音電力比（SNR)の向上を 図っている。 アレーアンテナ方式では、 指向性パターンを鋭くすることによる利 得の向上と、 干渉信号の低減により SNRの向上を図っている。 送信電力制御方式 では、 受信信号の SNRを一定に保つよう、 送信機の送信電力を制御する。

図 6はァレーアンテナ及び RAKE受信方式を適用した DS/CD 無線基地局の受信 機構成図である。 図中、 1は受信用のアレーアンテナであリ、 N個のアンテナ素 子 Ι Ϊ Ι Μ (図では 4本） を有している。 2₁~2 は受信回路(!^)でぁリ、 アン テナ出力である RF信号を増幅し、 しかる後、 ベースバンド信号に周波数変換 （RF →IF変換）し、 得られたベースバンド信号に直交検波（QPSK復調）を施し、 復調信 号をディジタルに A/D変換して出力する。 直交検波によリ同相成分 I (In-phas e componen t)及び直交成分 Q (Quad r a t u r e componen t)が得られる。 3はサーチャ、 4广 4 _Mはマルチパスの各パスに応じて設けられたフィンガー部、 5は各フィン ガー部の出力を合成する RAKE合成部、 6は RAKE合成部の出力に基づいて受信デー タの " 1"、 "0"を判定する判定部である。 アレーアンテナ 1及び受信回路 2は各チ ヤンネル共通に設けられ、 その他のサーチャ 3、 フィンガー部 4、 RAKE合成部 5 、 判定部 6は各チャンネル毎に設けられている。

図 7は移動局から基地局への上り信号のフレームフォーマツ ト説明図である。 1フレームは 10ms ecであり、 15スロット S。〜S _{1 4}で構成されている。 データ部は QPSK変調の直交する Iチャンネルにマツビングされ、 データ部以外の部分は QPSK 変調の直交する Qチヤンネルにマッビングされる。 データ部を送信する Iチャンネ ルの各スロッ トは _nビットで構成され、 nはシンボル速度に応じて変化する。 制 御データを送信する Qチャンネルの各スロットは 10ビット（10シンボル）で構成さ れ、 シンボル速度は 15ks p s—定であり、 パイロット P I L0T、 送信電力制御データ T PC、 トランスポート-フォーマット 'コンビネーション 'インジケータ TFCI、 フィ ードバック情報 FBIを送信する。 P I LOTは受信側で同期検波したリ、 S IRを測定す る際に利用するもの、 TPCは送信電力制御に利用するもの、 TFCIはデータのシン ボル速度や 1フレーム当たりのビット数等を送信するもの、 FB Iは基地局におけ る送信ダイバーシティを制御するものである。 これら Iチャンネルデータ、 Qチヤ ンネルデータは送信側で QPSK変調されて送信され、 受信側で QPSK復調して復元さ れる。

移動通信では図 8に示すように、 送信機から送られてくる信号の受信機におけ る受信レベルはマルチパスに応じて変化し、 かつ、 受信機への到達時刻も異なる 。 サーチャ 3は、 アンテナ受信電力のプロファイル（電力の時間推移特性であり 遅延プロファイルという）を測定し、 この遅延プロファイルを参照してしきい値 よリ大きなマルチパス信号 M P M P _Mからマルチパスを検出し、 これらマルチ パスの各パスの発生時刻 T - TMあるいは基準時刻からの遅延時間を識別し、 各 パスに応じたフィンガー部 4 广 4 _mに逆拡散開始のタイミング情報、 遅延時間情 報を入力する。

サーチャ部 3において、 マッチトフイノレタ（ma t che d f i l t e r) 3 aは、 自チヤネ ルの拡散符号を用いて、 所定のアンテナ素子 1 _Nで受信した信号よリ自チャネル のパイロット信号成分 （1シンボル分） を抽出して出力する。 すなわち、 マッチ ドフィルタ 3 aはマルチパスの影響を受けた直接拡散信号が入力されると、 到来 時間と信号強度に応じた複数のピークを持つパルス列 （図 8 ) を出力する。 パイ ロット信号は通信路上で雑音の影響を受けるので、 平均化回路 3 bは、 その雑音 の影響を低減するために所定のパイロット信号区間 （1スロット区間） 、 シンポ ル毎の相関出力を電圧加算して、 パスタイミング検出における受信信号の SNRの 向上を図っている。 図示しない電力計算部は平均化回路 3 bの出力信号を電力に 変換し、 遅延プロファイル用 R AM 3 cはこの電力に変換された遅延プロフアイ ルを記憶し、 パス検出部 3 dは該 R AMに記憶された遅延プロファイルを参照し て、 マルチパスを構成する各パスおよび遅延時間 T T_Mを検出し、 各パスに応 じたフィンガー部 4 广 4 _Mに、 逆拡散開始のタイミング情報及び遅延時間情報を 入力する。

マルチパスの各パスに応じたフィンガ一部 4 i〜 4 _Mは同一構成になってぉリ、 遅延時間調整部 4 a i〜 4 a _N、 逆拡散回路 4 b 丄〜 4 b _N、 ビームフォーマ 4 c 、 重み係数演算部 4 d、 同期検波回路 4 e、 誤差演算部 4 f を有している。

遅延時間調整部 4 a i〜 4 a _Nは、 遅延時間情報に基づいて各アンテナ素子から の受信信号 （実際には、 Iチャンネル信号， Qチャンネル信号） にパスに応じた 遅延時間調整を施して各パスからの信号のタイミングを合わせる。 逆拡散回路 4 b i〜 4 b _Nは逆拡散開始のタイミング情報に基づいて、 自チヤンネルに割リ当 てられた拡散コードを遅延時間調整部 4 _{a i}〜 4 a _Nの出力信号に乗算して逆拡散 する。 ビームフォーマ 4 cは、 各逆拡散回路の出力信号を重み付け加算すること によリアンテナの指向性を形成する。 すなわち、 ビームフォーマ 4 cは、 n番目 アンテナ素子の kシンボル目の逆拡散回路出力を υ _n (k)、 重み係数を co„ (k)とす れば、 次式 Y

で表わされる重み付け合成信号 y (k)を出力する。

重み係数演算部 4 dは後述する LMS適応アルゴリズムによリビームフォーマ 4 cにおけ

を演算する。 同期検波回路 4 eは受信信号に含ま れるパイ口ット信号と既知のパイ口ット信号間の位相差に基づいてチャネル推定 を行い、 チャネル推定値 の複素共役 *を重み付け合成信号（ビームフォーマ出 力）に乗算して位相回転処理を施す（同期検波）。 レーク合成部 5は各フィンガ一 部の同期検波出力を合成し、 データ判定部 6はレーク合成出力に基づいてデータ 判定する。 このデータ判定結果は、 重み係数を LMS適応アルゴリズムによリ決定 するためにフィードバックされる。

誤差演算部 4 f は、 データ判定結果 (パイ口ット信号 d (k) )と重み付け合成信 号 y (k)との誤差 e (k)を演算して重み係数演算部 4 dに入力する。 ところで、 デ ータ判定結果は、 同期検波回路 4 eでチャネル推定値 ξの複素共役を乗算した分 位相が回転している。 そこで、 誤差演算部 4 ίにおいて、 乗算部 4 f は判定結 果にチャネル推定値 を乗算して位相を元に戻し、 誤差演算部 4 f ₂で位相が戻 された判定結果（パイ口ット信号）と重み付け合成信号との誤差 e (k)を演算して 重み係数演算部 4 dに入力する。

重み係数演算部 4 dは前述のように LMS適応アルゴリズムにより重み 〜 w_N (k)を演算する。 すなわち、 第 nアンテナ素子の（k+1)シンボル目の重み係数 を w_n (k+l)、 kシンボル目の重み係数 w _n (k)とすれば、 w _n (k+l)は次式

e (k) = | - d (k) - y (k) (3)

によリ演算する。 ここで、 μはステップ係数、 e (k)は式（3)で表される誤差信号 、 *は複素共役、 はチャネル推定値、 d (k)は参照信号として用いられているパ イロッ ト信号である。

以上のように、 各アンテナ素子の受信信号をビームフォーマで重み付け加算す ることによリアンテナの指向性を形成でき、 利得の向上と干渉信号の低減を図る ことができる。 又、 RAKE受信方式を採用することにより、 マルチパスの各々を通 つてきた信号を利用でき、 SNRを向上することができる。

図 9は上リ回線閉ループ送信電力制御の説明図である。 移動局 1 1において、 拡散変調部 1 1 aは基地局から指定された所定チャネルに応じた拡散コードを用 いて送信データを拡散変調し、 電力増幅器 1 1 bは、 拡散変調後に直交変調、 周 波数変換などの処理を施されて入力した信号を増幅してアンテナより基地局 12 に向けて送信する。 基地局 1 2において、 各パスに応じたフィンガ一部の逆拡散 部 1 2 aは割リ当てられたパスを介して到来する遅延信号に逆拡散処理を施し、 RAKE復調部 1 2 bは各フィンガーから出力する信号を合成し、 合成信号に基づい て受信データの" 1"、 "0"を判定する。

SIR測定部 1 2 cは受信信号 (Signal)と熱雑音を含む干渉信号 （Interference) との電力比（SIR:Signal Interference Ratio)を測定する。 比較部 12 dは目標 S IRと測定 SIRを比較し、 測定 SIRが目標 SIRより大きければ TPC(Transmi ss inon Power Control )ビットで送信電力を ldB下げるコマンドを作成し、 測定 SIRが小 さければ TPCビッ トで送信電力を B上げるコマンドを作成する。 目標 SIRは、 BER が例えば 10_ ³ ( 1000回に 1回の割合でェラー発生）を得るために必要な S I R値であリ 、 目標 SIR設定部 1 2 eょリ比較部 12 dに入力される。 拡散変調部 1 2 ίは送 信データ及び TPCビットを拡散変調する。 拡散変調後、 基地局 1 2は DA変換、 直 交変調、 周波数変換、 電力増幅等の処理を施してアンテナよリ移動局 1 1へ向け て送信する。 移動局 1 1の逆拡散部 1 1 cは、 基地局 12から受信した信号に逆 拡散処理を施し、 RAKE復調部 1 1 dは受信データ、 TPCビットを復調し、 該 TPCビ ットで指示されたコマンドに従って電力増幅器 1 1 bの送信電力を制御する。

了レーアンテナを適用した DS/CDMA無線基地局の受信機は、 利得の向上と干渉 信号の低減が可能であるが、 送信電力制御を行うと、 アンテナ 1素子あたリの受 信 SNRがァレーアンテナを適用しない受信機と比べると低下する。 アンテナ 1素 子あたリの受信 SNRが低下するとサーチャ部 3において、 雑音の影響が大きくな つて、 パスサーチが正確に行えない問題が生じる。 RAKE受信方式の効果を最大に するには、 パスサーチを正確に行なうことが必須であり、 上記の問題は DS/CD A 移動通信システムへのアレーアンテナの導入を困難にしている。

本発明の目的は、 アレーアンテナを用いた無線基地局において、 高精度なパス サーチを可能にすることである。

発明の開示

第 1発明のアレーアンテナ付き CDMA受信機のサーチャは、 （1) アンテナ素子毎 に受信信号に相関演算を施して受信信号電圧プロファイルを生成する電圧プロフ アイル生成部、 （2) 各電圧プロファイルの同一時刻のサンプルデータを用いてァ ンテナ素子間の相関計算を行なつて該時刻におけるアンテナ素子間の位相差を推 定する位相差推定部、 （3) 各時刻における位相差推定値を用いて、 該時刻におけ る各ァンテナ素子の電圧プロフアイルの位相を揃えて合成する同相合成部、 （4) 同相合成部で得られる合成プロファイルに基いてマルチパスのパスタイミングを 検出するパス検出部を備えている。 かかる本発明のサーチャによれば、 同相合成 部は各アンテナ素子の電圧プロファイルの位相を揃えて合成するため、 アンテナ の指向性を形成してパスサーチを行うことができ、 送信電力制御によリ 1アンテ ナ素子の SNRが低下しても正確なパスサーチが可能になる。

又、 第 2発明のアレーアンテナ付き CDMA受信機のサーチャは、 （1) アンテナ素 子毎に、 受信信号に相関演算を施して電圧プロファイルを生成する電圧プロファ ィル生成部、 （2) 各電圧プロファイルを構成するサンプルデータのうち、 前の検 出時点で検出された所定のパスタイミングに対応するサンプルデータを用いてァ ンテナ素子間の相関計算を行って該パスタイミングにおけるアンテナ素子間の位 相差推定値を求め、 同様に他のパスタイミングに対応するサンプルデータを用い てアンテナ素子間の相関計算を行って該パスタイミングにおける、 アンテナ素子 間の位相差推定値を求める相関演算部、 （3) 相関値が最大となるバスタイミング の前記アンテナ素子間の位相差推定値を全タイミングにおけるアンテナ素子間の 共通位相差推定値とする位相差推定部、 (4) 全タイミングにおいて、 前記共通位 相差推定値を用いて各アンテナ素子の受信信号電圧プロファイルの位相を揃えて 合成する同相合成部、 （5) 同相合成部で得られる合成プロファイルに基いてマル チパスのパスタイミングを検出するパス検出部、 を備えている。 かかる本発明の サーチャによれば、 前回の検出時点で検出されたマルチパスのパスタイミングに 限定してアンテナ素子間の位相差推定を行ない、 その中から全タイミング共通の 位相差を推定しているため、 第 1発明より少ないハードウェア、 計算量で各アン テナ素子の電圧プロファイルを同相合成でき、 しかも、 マルチパス到来方向の分 散が小さいという前提において正確なパスサーチが可能になる。

図面の簡単な説明

図 1は本発明の DS/CDMA無線基地局のァレーアンテナ付き受信機の全体の概略 構成図である。

図 2は本発明のサーチャの第 1実施例構成図である。

図 3は n番目アンテナ素子の電圧プロファイルにおける第 i番目のサンプルデ ータ説明図である。

図 4は本発明のサーチャの第 2実施例構成図である。

図 5は本発明のサーチャの第 2実施例のパスサーチ手順説明図である。

図 6はァレーアンテナ及び RAKE受信方式を適用した従来の DS/CDMA無線基地局 受信機構成図である。

図 7は移動局から基地局への上リ信号フレームフォーマツト説明図である。 図 8はマルチパス説明図である。

図 9は上り回線閉ループ送信電力制御の説明図である。

発明を実施するための最良の形態

(A) アレーアンテナ付き受信機の全体の概略構成

図 1は本発明の DS/CDMA無線基地局のァレーアンテナ付き受信機の全体の概略 構成図である。 図中、 5 1は受信用のアレーアンテナで、 N個のアンテナ素子 5 1 1 - 5 I N (図では 4本） を有している。 5 2 5 2 ^ま受信回路 (RV)であリ、 アンテナ出力である RF信号を増幅し、 しかる後、 ベースパンド信号に周波数変換 (RF—I F変換）し、 得られたベースバンド信号に直交検波 (QPSK復調）を施し、 復 調信号をディジタルに A/D変換する。 5 3は本発明に係わるサーチャ部、 5 4 5 4 Mはマルチパスの各パスに対応して設けられたフィンガー部で、 詳細は図示 しないが図 6の従来のフィンガー部と同様の構成 （遅延時間調整部 5 4 a、 逆拡 散部 5 4 b、 ビームフォーマ 5 4 c、 同期検波部 5 4 dなど） を有している。 5 5は各フィンガー部の出力を合成する RAKE合成部、 5 6は RAKE合成部出力に基づ いて受信データの" 1"、 "0"を判定する判定部である。 アレーアンテナ 5 1及び受 信回路 5 2は各チャンネル共通に設けられ、 その他のサーチャ 5 3、 フィンガー 部 5 4 、 RAKE合成部 5 5、 判定部 5 6は各チャンネル毎に設けられている。 ( B ) サーチャの第 1実施例

( a ) 構成

図 2は本発明のサーチャの第 1実施例構成図である。 サーチャ 5 3において、 電圧プロファイル生成部 6 1 i〜 6 1 _Nは受信回路 5 2 ! ~ 5 2 _Nから出力する QPSK 検波信号 （Qチャンネル信号）を入力とし、 アンテナ素子毎の電圧プロファイルを 生成する。 例えば、 電圧プロファイル生成部 6 1 は、 マッチトフィルタ 6 1 3 において自チャネルのパイロット信号成分を 1シンボル分抽出し、 平均化回路 6 1 b iにおいて所定パイ口ット信号区間 （例えば 1スロット区間） シンボル毎の 相関出力を電圧加算して平均化し、 R AM 6 1 _{C l}に平均化回路 6 1 で平均化 した 1シンボル （1ビット） 分の電圧プロファイルを記憶する。 電圧プロフアイ ルは第 1〜第 Lサンプルデータで構成される。 この Lは、 例えば 1シンボルに相 当する拡散符号のチップ数にょリ決定される。 更に、 オーバーサンプリングを行 なう場合には、 そのオーバーサンプル数倍となる。

位相差推定部 6 2 i〜 6 2 _Lは、 各電圧プロファイルの時刻 t i〜 t しの第 1〜第 Lサンプルデータを用いてアンテナ素子間の相関計算を行なって時刻 t 〜 t しに おけるアンテナ素子間の位相差 Δ 0 〜 Δ ø !_を推定して出力する。 例えば、 位相 差推定部 6 2 iの相関演算部 6 2 a は各電圧プロファイルの第 1時刻 t のサン プルデータを用いてアンテナ素子間の相関計算を行なって該時刻におけるアンテ ナ素子間の位相差 Δ Θ iを推定し、 移動平均演算部 6 2 は最新の Sスロット期 間における S個の推定位相差の移動平均を演算し、 移動平均値を時刻 t における アンテナ素子間の位相差として出力する。 スィツチ 6 3は時刻 t 丄〜 tしにおいて 位相差推定部 6 2 〜 6 2 _Lで推定された位相差 Δ 0 〜 Δ Θ _Lををれぞれ選択的に 出力する。

同相合成部 6 4は所定時刻 t i ( i = l~L)における位相差推定値 Δ Θ i ( ; =卜0を 用いて、 該時刻における各アンテナ素子の電圧プロファイルの位相を揃えて合成 し、 合成信号を出力する。 すなわち、 同相合成部 6 4は乗算器 6 4 a 〜 6 4 a _N と合成部 6 4 bを備え、 乗算器 6 4 a 〜 6 4 a _Nは時亥 !j t！において位相差推定 値厶 Θ iを用いて、 第 1〜第 Nアンテナ素子の電圧プロファイルの位相をそれぞ れ（n- 1)· Δ 0 ; (n=卜 N)だけシフトし、 合成部 6 4 bは各乗算器の出力を合成し て出力する。 尚、 乗算部 6 4 aュ〜6 4 a _Nはそれぞれ入力信号に exp[- j (η- 1) · Δ θ Jを乗算することによリ位相をシフトする。

RAM6 5は同相合成部 6 4から出力する合成電圧プロファイルを電力に変換 して得られる遅延プロファイルを記憶し、 パス検出部 6 6は遅延プロファイルを 参照してマルチパスのパスタイミングを検出し、 各パスに応じたフィンガー部 5 4 i〜 54M (図 1参照） に、 逆拡散開始のタイミング情報及び遅延時間情報を入 力する。

(b ) アンテナ素子間の位相差推定

位相差推定部 6 Ζ Θ 2 ま時刻 t i〜 t iJこおけるアンテナ素子間の位相差厶 0 i〜A S !_を相関計算にょリ推定する。 ここで、 n番目アンテナ素子の電圧プロ ファイルにおける第 i番目のサンプルデータを以下のように表現する。

/ a^exp [ {α + (η- 1)Αθι}} + η_ηί (i: パスタイミング） X^nl ~ \ ηηΐ ： 非パスタイミング） ^J 上式において、 a _niは各パスからの信号振幅、 αは基準とする 1番目のアンテナ で受信する信号の位相、 iは各パスの到来方向にょリ決まるアンテナ素子間 の位相差、 _niは雑音である。 （4)式のように表現できる理由は次の通りである 。 図 3に示すようにアレーアンテナとして等間隔直線アレーアンテナを想定し、 矢印方向よリューザの電波が到来するものとすると、 波面 WSから各アンテナ素子 5 1 i〜5 I Nまでの距離は 0， δ， 2 δ， · · ' （Ν- 1) δとなる。 dをアンテナ 素子間隔、 λを波長とすれば、 δは

5 = (2π/1) · d -sin^

となる。 アンテナ素子 5 1】に電波が到着してから他のアンテナ素子 5 1₂〜5 1 _Nに電波が到着するまでには距離 δ〜(Ν- 1) δに相当する時間を必要とする。 距離 δによる時間遅れ (位相差）を Δ Θ iとすれば（4)式が求まる。

位相差推定部 6 2 iの相関計算部 6 2 a _;は次式

1 γν¹ X(n+i)l J- _ ^¹ _{n÷l)i exp {j {a ÷ ηΑθι}} + 77_(η+1)ί

N - 1 Xni N- l ^ a_ni exp [j {a + (n— 1)Δ^}] ÷ _ni の相関計算にょリ D ,を求める。 ここで、 雑音成分 _{n i}が十分小さく、 信号の振 幅 a _{n i} (i=l， 2， ..N)がアンテナ間でほぼ同じと仮定すると、 （5)式は定数 C iを用 いて次式

(6)

のように近似できる。 D iに対丄 して（7)式のような正規化を行なうと、 （8)式のよ うに位相差情報を近似的に抽出することができる。

^ = (?)

exp{jA9i} (8)

以上のようにして得られた D が相関計算部 6 2 a iの出力となり、 瞬時位相 差推定値を示す。 移動平均部 6 2 b iは、 相関計算部 6 2 a iで得られた瞬時位相 差推定値の移動平均を 1スロッ ト毎に演算する。 すなわち、 電圧プロファイル生 成部 6 11~6 1_Nで s番目のスロットの電圧プロファイルを作成している時、 移動 平均部 6 2 b ； (i=l-L)は次式

n'(s-i-+l) (9)

D

S によリ最新の S個の瞬時位相差推定値の移動平均 ^(s)を出力する。 この（9)式 により求まる移動平均 D ^(s)は第 i (i=l~L)サンプリング時刻におけるアンテナ 素子間の推定位相差である。 ただし、 （9) 式において、 D ^(s)は s番目のスロ ットに対する相関計算部 6 2 a iからの出力、 Sは平均化に用いるスロット数であ る。

同相合成部 64は、 以上にょリ計算した第 iサンプリング時刻 t i (i=l~L)にお けるアンテナ素子間の推定位相差 D を用いて次式

の計算を行ない、 合成電圧プロファイル {_Χι···_Χι_}を出力する。 以後、 RAM6 5は合成電圧プロファイルを電力に変換して得られる遅延プロフィルを記憶し、 パス検出部 6 5は遅延プロファイルを参照してパス検出を行なう。

第 1実施例のサーチャによれば、 電圧プロファイルを構成するサンプル毎にァ ンテナ素子間の位相差推定を行なつているため、 マルチパスの到来方向の分散の 程度に関わらず、 各アンテナ素子の電圧プロファイルを正確に同相合成すること ができる。 言い換えれば、 到来するパス毎に指向性を形成して正確なパスサーチ を行なうことができる。

( C ) サーチャの第 2実施例

( a ) 構成

図 4は本発明のサーチャの第 2実施例構成図でぁリ、 マルチパスの到来方向の 分散が小さい場合に好適な実施例であり、 位相差推定のための演算量を第 1実施 例よりも削減することができる。 すなわち、 第 1実施例のサーチャでは全時刻 t ュ〜 t Lに対応して位相差推定部 6 2 〜6 2 _L (図 2 ) が設けられ、 各時刻におけ る了ンテナ素子間の位相差推定値を演算する必要があつたが、 第 2実施例のサー チヤでは、 マルチパスのパスタイミングにおいてのみ位相差推定値を演算するだ けでよく演算量を少なくできる。

サーチャ 5 3において、 電圧プロファイル生成部 7 : 〜7 1 _Nは受信回路 5 2 5 2 _Nから出力する QPSK検波信号 （Qチャンネル信号）を入力とし、 アンテナ素 子毎の電圧プロファイルを生成する。 例えば、 電圧プロファイル生成部 7 1 ま 、 マッチトフィルタ 7 1 a iにおいて自チャネルのパイ口ッ ト信号成分を 1シン ボル分抽出し、 平均化回路 7 1 b iにおいて所定パイ口ット信号区間 （例えば 1 スロッ ト区間） シンボル毎の相関出力を電圧加算して平均化し、 R AM 7 1 _{C l} に平均化回路 7 1 で平均化した 1シンボル （1ビット） 分の電圧プロフアイ ルを記憶する。 電圧プロファイルは第 1〜第 Lサンプルデータで構成される。 セレクタ 7 2は、 前回のスロットで検出されたマルチパス1\ [ ? ₁〜]^ ? ₀₁〜1^？ Mのパスタイミング t i〜 t _m〜 t _Mに応じたサンプルデータを各電圧プロファイル ょリそれぞれ選択して出力する。

位相差推定部 7 3は全サンプリングタイミング t i t iJこおける共通のアンテ ナ素子間の位相差推定値 （共通位相差推定値） Δ 0を決定して出力する。 位相差 推定部 7 3は、 各パスタイミング t i〜 t _m〜 t _Mにおけるアンテナ素子間の位相 差を推定する位相差推定部 7 3 a i〜7 3 a_∞〜7 3 a _M、 各パスタイミングにお けるアンテナ素子間位相差の中から共通の位相差推定値を選択する共通位相差推 定値選択部 7 3 d、 共通位相差推定値を 1スロッ ト期間保持し、 次のスロッ トに おいて出力する遅延部 7 3 eを有している。

位相差推定部 7 3 _{a i}の相関計算部 7 3 1 はセレクタ 7 2を介して前回のスロ ットで検出された第 1のパス M P のパスタイミング t に応じたサンプルデータ を各電圧プロファイルよリ入力され、 これらサンプルデータを用いてアンテナ素 子間の相関計算を行なってパスタイミング t iにおけるアンテナ素子間の位相差 Δ Θ を推定して出力する。 平均化回路 7 3 c は相関計算によリ得られた Sスロ ット分の推定位相差の平均値を演算して Sスロッ ト毎に出力する。 同様に、 位相 差推定部 7 3 a ₂〜7 3 a_m〜7 3 a_Mの相関計算部 7 3 b ₂〜7 3 b _m〜7 3 b _Mはセ レクタ 7 2を介して前回のスロットで検出された第 2〜第 m〜第 Mのパス MP ₂ 〜M P _m〜M P_Mのパスタイミング t ₂〜 t _m〜 t _Mに応じたサンプルデータを各電 圧プロファイルよリ入力され、 これらサンプルデータを用いてアンテナ素子間の 相関計算を行なってパスタイミング t ₂〜 t _m〜 t Mにおけるアンテナ素子間の位 相差 Δ θ ₂〜Δ 0 _m〜A Θ _Μを推定して出力する。 平均化回路 7 3 c ₂〜7 3 c _m〜 7 3 C Mは相関計算により得られた Sスロット分の推定位相差の平均値を演算して 出力する。

共通位相差推定値選択部 7 3 dは、 位相差推定部 7 3 a广 7 3 a _Mから出力す る平均値のうち最大の平均値 （位相差推定値） を全タイミングにおけるアンテナ 素子間の共通位相差推定値として選択する。 前回のスロットで検出されたパスが 確実に存在すれば該パスに応じた推定位相差の Sスロット分の平均値は大きくな る。 一方、 ノイズ等にょリ誤ってパスと検出されれば該パスに応じた推定位相差 の ス口ット分の平均値は小さくなる。 そこで、 共通位相差推定値選択部 7 3 d は、 平均値が最大のパスタイミング、 すなわち、 最も確からしいパスのタイミン グに応じた位相差推定値を選択し、 共通の位相差推定値 Δ Θとする。

同相合成部 7 4は、 全タイミング t 〜 tしにおいて、 共通位相差推定値 Δ Θを 用いて各アンテナ素子の受信信号電圧プロファイルの位相を揃えて合成し、 合成 電圧プロファイルを出力する。 すなわち、 同相合成部 7 4は乗算器 7 4 a 〜 7 4 a _Nと合成部 74 bを備え、 乗算器 74 a 〜 74 a _Nは各時亥 ij t i〜 t Jこおい て、 第 1〜第 Nアンテナ素子の電圧プロファイルの位相をそれぞれ（n- 1)·Δ θ ( だけシフトし、 合成部 74 bは各乗算器の出力を合成して出力する。 尚、 乗算部 74 a 〜74 a_Nは入力信号に exp [- j (n - 1)■ Δ 0]を乗算することによリ 位相をシフトする。

RAM 75は同相合成部 74から出力する合成電圧プロファイルを電力に変換 して得られる遅延プロファイルを記憶し、 パス検出部 76は遅延プロファイルを 参照してマルチパスのパスタイミングを検出し、 各パスに応じたフィンガー部 5 4i〜54_M (図 1参照） に、 逆拡散開始のタイミング情報及び遅延時間情報を入 力する。

(b) アンテナ素子間の位相差推定

第 2実施例では、 マルチパスの到来方向の分散が小さいという前提でパスサー チを実現するもので 3種類の動作状態を有している。 図 5はパスサーチの手順を 示す状態遷移図で、 初期状態は状態 Aであリ、 状態の遷移は状態 Aから 1スロッ ト毎、 状態 B、 Cからは新たな共通位相差推定値を出力するサイクル毎に（Sスロ ット毎に）、 前状態における検出パス数に基づいて行なわれる。

(状態 A) 初期状態においては、 1つのアンテナ素子、 例えば第 1アンテナ素 子 51 の出力信号に基づいてパスサーチを行なう。 すなわち、 1番目のアンテ ナ素子の電圧プロファイルで i番目のサンプルを と表現すると、 図 4の同相 合成部74にぉぃて ；= ₁₁(0≤1≤ と計算して電圧プロファィル{ ₁ ' ' ' し }を生成する。 一方、 位相差推定部 73は初期状態において何もせずに待機する

(状態 B) 状態 Aと同様に、 アンテナ 1素子でパスサーチを行なう。 一方、 位 相差推定部 73では、 前回のスロットにおいて検出されたパス MP MPM毎に 位相差推定部 73 a广 73 a Mで位相差を推定する。 例えば、 位相差推定部 73 a_mの場合、 相関計算部 73 b_mは以下に述べるパス MP_mに対する相関計算によ リパス MP_mの位相差を推定する。 具体的には、 まず次式

1 ' ¹ x_(n+i)m 1 ^Jy^ a_(n÷1)m exp [j \α + nA6_m}}十 η_(η÷

[i {a + {n- l)A9_m}\ ÷ ¾ によ U D_mを計算する。 ここで、 雑音成分 _ηιηが十分小さく、 信号の振幅 a _nmが アンテナ間でほぼ同じと仮定すると、 （11)式は定数 C_mを用いて次式

のように近似できる。 したがって、 D_mに対して（13)式のような正規ィ匕を行なう と、 （14)式のように

D_m' = T— (13)

- exp{jA^_m} (14)

位相差情報を近似的に抽出することができる。 このようにして得られた D 相関計算部 7 3 b _mの出力となり、 瞬時位相差推定値を示す。 平均化回路 7 3 c _m は相関計算部 7 3 b_mで得られた Sスロット分の瞬時位相差推定値を平均化して出 力する。 すなわち、 電圧プロファイル 7 1 7 1₁^で3スロット分の電圧プロフ アイルを生成し、 相関計算部 7 3 b_mで Sスロット分の瞬時位相差推定値を演算す る毎に、 平均化回路 7 3 c_mは次式 (¹⁵⁾

で示す新たな平均位相推定値 を出力する。 ただし、 （15)式において w は相関計算部 7 3 b_mから出力する r番目のスロットに対する瞬時位相差推定値で ある。

ここで、 パス MP_mが誤検出されたパスであれば、 すなわち、 パスでなければ （11)式の中の X (_{n+1) m}/x_nmは nの値に対してまちまちの位相項を持っため、 それらを平均したものの絶対値 ID Iは小さな値となる。 そこで、 共通位相差推 定値選択部 7 3 dは |D"_m|が最大となるパス、 すなわち |D"_mai|≥ |D"_m| (1≤ m≤M) となるパス maxを信頼できるパスとして選另リし、 D'_maxを各パス共通の 位相差情報として用いる。

(状態 C) 状態 Cにおいて、 同相合成部 74は前状態 （前回のスロット） で得 られた各パス共通の位相差推定値 D"_maxを用いて、 次式

XI =∑ ¾ {D^' }-^ (1 < ί < L)

n=l (16)

の計算を行ない、 合成電圧プロファイル {_Χι···χ }を出力する。 以後、 RAM7 5は合成電圧プロファイルを電力に変換して得られる遅延プロフィルを記憶し、 パス検出部 7 6は遅延プロフアイルを参照してパス検出を行なう。

一方、 位相差推定部 7 3では、 状態 Bと同様に次状態で用いる各パス共通の位 相差推定値を計算する。

以後、 上記動作を繰リ返す。 又、 状態 Cにおいてパスが未検出になれば、 状態 Aに戻り、 前述の動作を繰り返す。

第 2実施例のサーチャによれば、 前スロットで検出したマルチパスのパスタイ ミングにおいてのみ位相差推定値を演算するだけでよいため、 演算量を少なくで き、 しかも、 ハードウ ア構成を簡単にでき、 マルチパス到来方向の分散が小さ い場合に好適である。 すなわち、 第 2実施例のサーチャはマルチパスのパスとし て最も確からしいパスを検出し、 該パスに着目して指向性を形成し、 マルチパス のサーチを行なうため、 演算量を少なくでき、 しかも、 マルチパス到来方向の分 数が小さい場合において正確にマルチパスの検出ができる。

以上本発明によれば、 フィンガー部のみならず、 サーチャ部においてもアレー 処理によるァンテナ利得の向上効果を利用することができるため、 送信電力制御 併用時にも高精度なパスサーチが可能となリ、 DS /CDMA移動通信システムにおけ るアレーアンテナを用いた無線基地局の実現に寄与するところが大きい。

Claims

請求の範囲

1 . アレーアンテナを備えた CDMA受信機のサーチャにおいて、

ァンテナ素子毎に受信信号に相関演算を施して受信信号電圧プロファイルを生 成する電圧プロフアイル生成部、

各電圧プロファイルの同一時刻のサンプルデータを用いてアンテナ素子間の相 関計算を行なって該時刻におけるアンテナ素子間の位相差を推定し、 同様に各時 刻におけるアンテナ素子間の位相差を推定する位相差推定部、

所定時刻における位相差推定値を用いて、 該時刻における各ァンテナ素子の電 圧プロファイルの位相を揃えて合成すると共に、 同様に他の時刻における各アン テナ素子の電圧プロフアイルの位相を揃えて合成する同相合成部、

同相合成部で得られる合成プ口ファイルに基いてマルチパスのパスタイミング を検出するパス検出部、

を備えたことを特徴とする CDMA受信機のサーチャ。

2 . 前記電圧プロファイル生成部は、 アンテナ素子毎に、

受信信号に相関演算を施すマツチトフィルタ、

相関演算結果を平均化して出力する平均化部、

平均化された各サンプリング時刻の相関演算結果を電圧プロファイルとして記 憶する記憶部、

を備えることを特徴とする請求項 1記載の CDMA受信機のサーチャ。

3 . 前記位相差推定部は、 サンプリング時刻毎に、

各電圧プロファイルの該サンプリング時刻のサンプルデータを用いてアンテナ 素子間の相関計算を行なって該時刻におけるアンテナ素子間の位相差を推定する 相関演算部、

推定位相差の移動平均を前記時刻におけるアンテナ素子間の位相差として出力 する移動平均演算部、

を備えることを特徴とする請求項 1記載の CDMA受信機のサーチャ。

4 . 前記同相合成部は、

所定時刻 t iにおける位相差推定値 Δ Θ iを用いて、 第 1〜第 Nアンテナ素子の 電圧プロファイルの位相をそれぞれ（n- 1) · Δ 0 ； (n=l~N) , シフトする位相シフ ト部、

各位相シフト部の出力を合成する合成部、

を備えることを特徴とする請求項 1記載の CDMA受信機のサーチャ。

5 . アレーアンテナを備えた CDMA受信機において、

マルチパスのパスタイミングを検出するサーチャ、

マルチパスのパス毎に設けられ、 各アンテナ素子から出力する信号にパスタイ ミングに応じた遅延調整、 逆拡散処理、 位相回転処理を施して合成する逆拡散 Z 遅延時間調整部、

各逆拡散ノ遅延時間調整部からの出力信号を合成し、 合成信号に基づいて受信 データを判定するレーク合成 データ判定部、

を備え、 前記サーチャは、

アンテナ素子毎に、 受信信号に相関演算を施して受信信号電圧プロファイルを 生成する電圧プロファイル生成部、

各電圧プロファイルの同一時刻のサンプルデータを用いてアンテナ素子間の相 関計算を行ない、 該時刻におけるアンテナ素子間の位相差を推定し、 同様に各時 刻におけるアンテナ素子間の位相差を推定する位相差推定部、

所定時刻における位相差推定値を用いて、 該時刻における各アンテナ素子の電 圧プロフアイルの位相を揃えて合成すると共に、 同様に他の時刻における各アン テナ素子の電圧プロフアイルの位相を揃えて合成する同相合成部、

同相合成部で得られる合成プロファイルに基いてマルチパスのパスタイミング を検出するパス検出部、

を備えることを特徴とする CDMA受信機。

6 . アレーアンテナを用いた CDMA受信機のサーチャにおいて、

アンテナ素子毎に、 受信信号に相関演算を施して電圧プロファイルを生成する 電圧プロファイル生成部、

各電圧プロファイルを構成するサンプルデータのうち、 前の検出時点で検出さ れた所定のパスタイミングに対応するサンプルデータを用いてアンテナ素子間の 相関計算を行って該パスタイミングにおけるアンテナ素子間の位相差推定値を求 め、 同様に他のパスタイミングに対応するサンプルデータを用いてアンテナ素子 間の相関計算を行って該パスタイミングにおけるアンテナ素子間の位相差推定値 を求め、 相関値が最大となるバスタイミングの前記アンテナ素子間の位相差推定 値を全タイミングにおけるアンテナ素子間の共通位相差推定値とする位相差推定 部、

全タイミングにおいて、 前記共通位相差推定値を用いて各アンテナ素子の受信 信号電圧プロファイルの位相を揃えて合成する同相合成部、

同相合成部で得られる合成プロファイルに基いてマルチパスのパスタイミング を検出するパス検出部、

を備えることを特徴とする CDMA受信機におけるサーチャ。

7 . 前記電圧プロファイル生成部は、 アンテナ素子毎に、

受信信号に相関演算を施すマツチトフィルタ、

相関演算結果を平均化して出力する平均化部、

平均化された各サンプリング時刻の相関演算結果を電圧プロファイルとして記 憶する記憶部、

を備えることを特徴とする請求項 6記載の CDMA受信機のサーチャ。

8 . 前記位相差推定部は、

それぞれの電圧プロファイルを構成するサンプルデータのうち、 前の検出時点 で検出された各パスタイミングに対応するサンプルデータを選択するセレクタ、 各パスタイミングに対応して設けられ、 セレクタから出力する所定パスタイミ ングに対応するサンプルデータを用いて該タイミングにおけるアンテナ素子間の 相関計算を行ってアンテナ素子間の位相差推定値を求める相関演算部、

該位相差推定値の所定期間における平均値を算出する平均化部、

平均値が最大となるバスタイミングの前記アンテナ素子間の位相差推定値を全 タイミングにおけるアンテナ素子間の共通位相差推定値として決定する共通位相 差決定部、

を備えることを特徴とする請求項 6記載の CDMA受信機のサーチャ。

9 . 前記同相合成部は、

全タイミングにおいて、 共通位相差推定値 Δ Θを用いて第 1〜第 Nアンテナ素 子の電圧プロファイルの位相をそれぞれ（η-1) · Δ θ (η=卜 Ν)シフトする位相シフ ト部、

各位相シフトの出力を合成する合成部、

を備えることを特徴とする請求項 6記載の CDMA受信機のサーチャ。

1 0 . アレーアンテナを備えた CDMA受信機において、

マルチパスのパスタイミングを検出するサーチャ、

マルチパスのパス毎に設けられ、 各ァンテナ素子から出力する信号にパスタィ ミングに応じた遅延調整、 逆拡散処理、 位相回転処理を施して合成する逆拡散ノ 遅延時間調整部、

各逆拡散 Z遅延時間調整部からの出力信号を合成し、 合成信号に基づいて受信 データを判定するレーク合成 Zデータ判定部、

を備え、 前記サーチャは、

アンテナ素子毎に、 受信信号に相関演算を施して電圧プロファイルを生成する 電圧プロファイル生成部、

各電圧プロファイルを構成するサンプルデータのうち、 前の検出時点で検出さ れた所定のパスタイミングに対応するサンプルデータを用いてアンテナ素子間の 相関計算を行って該パスタイミングにおけるアンテナ素子間の位相差推定値を求 め、 同様に各パスタイミングに対応するサンプルデータを用いてアンテナ素子間 の相関計算を行って該パスタイミングにおけるアンテナ素子間の位相差推定値を 求め、 相関値が最大となるバスタイミングの前記アンテナ素子間の位相差推定値 を全タイミングにおけるアンテナ素子間の共通位相差推定値とする位相差推定部 全タイミングにおいて、 前記共通位相差推定値を用いて各アンテナ素子の受信 信号電圧プロフアイルの位相を揃えて合成する同相合成部、

同相合成部で得られる合成プロファイルに基いてマルチパスのパスタイミング を検出するパス検出部、

を備えることを特徴とする CDMA受信機。