WO1998038775A1

WO1998038775A1 - Modulator and modulation method

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Publication number: WO1998038775A1
Application number: PCT/JP1998/000657
Authority: WO
Inventors: Yoshiko Saito; Mitsuru Uesugi
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1997-02-27
Filing date: 1998-02-17
Publication date: 1998-09-03
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Description

明細書変調装置及び変調方法技術分野

本発明は、ディジタル移動通信等において使用され、ディジタルベースバンド信号を直交変調する変調装置及び変調方法に関する。背景技術

携帯電話などのディジタル移動通信システム等においては、特開平 6— 2 1 9 9 1号公報等に開示されているように、送信される信号を同相成分と直交成分に分割し、それぞれ成分を△∑変調した後に直交変調する変調器が使用されることがある。

以下、従来の変調器について図を用いて説明する。図 1は、従来の変調器の構成を示すブロック図である。

図 1において、 △∑変調器 2は、入力端子 1から入力された変調信号を 2進の信号に変換し、乗算回路 3に出力する。また、乗算回路 3は、 △∑変調器 2 から出力された 2進信号と搬送波信号とを乗算して振幅変調信号を生成し、出力端子 4に出力する。

次に、上記構成を有する従来の変調器の動作について説明する。

まず、入力端子 1から入力された変調信号が△∑変調器 2にて△∑変調され、 2値の△∑変調信号が出力される。次に、 Δ Σ変調信号と搬送波信号とが乗算回路 3にて乗算されて振幅変調信号が生成され、この振幅変調信号が出力端子 4を介して他の装置へ出力される。このようにして、従来の変調器は、送信信号をディジタル直交信号に変調することができる。

しかし、上記従来の変調器においては、 Δ Σ変調を実現する上で避けられない処理である高いサンプリング周波数下で直交変調のための乗算が必要となる。このため、高速乗算器が必要となり、消費電力が大きくなるという問題点がある。発明の開示

本発明の目的は、高速乗算器を不要にして低消費電力化を図った変調器を提供することである。

この目的は、ディジタルベースバンド信号の中心周波数を中間周波数の 4倍に設定して△∑変調し、 △∑変調回路の出力信号及びその符号反転信号をスィツチング回路にて中間周波数の 4倍のサンプリング周波数で切替えて選択する変調器により達成される。

また、この目的は、ディジタルベースバンド信号の中心周波数を任意に設定して△∑変調し、 △∑変調回路の出力信号に従って搬送波信号を選択する変調器により達成される。図面の簡単な説明

図 1は、従来の変調器の構成を示すブロック図、

図 2は、本発明の実施の形態 1における変調器の構成を示すブロック図、図 3は、本発明の実施の形態 2における変調器の構成を示すブロック図、図 4は、本発明の実施の形態 2における変調器の信号と雑音の関係を示す波形図、

図 5は、本発明の実施の形態 3における変調器の構成を示すプロック図、図 6は、本発明の実施の形態 4における変調器の構成を示すブロック図、及び、

図 7は、本発明の実施の形態 5における変調器の構成を示すプロック図である。発明を実施するための最良の形態以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を用いて説明する。 (実施の形態 1 )

本発明の実施の形態 1においては、ディジタルベースバンド信号の中心周波数を中間周波数の 4倍に高めて△∑変調し、この信号及びその符号反転信号をスイッチング回路にて中間周波数の 4倍のサンプリング周波数で切替えて選択することにより直交変調を行う変調器について説明する。

図 2は、本発明の実施の形態 1における変調器の構成を示すプロック図である。ここで、信号を無線で送信する場合、一般的に、ディジタルベースバンド信号の中心周波数を一定の中間周波数まで高めてから高周波の搬送波を乗算する。

補間フィル夕 2 2は、入力端子 2 1から入力されたディジタルベースバンド信号の同相成分（以下、「I信号」という）の中心周波数を中間周波数の 4倍に高め、周波数を高められた信号を△∑変調回路 2 3に出力する。同様に、補間フィルタ 2 5は、入力端子 2 4から入力されたディジタルべ一スバンド信号の直交成分（以下、「Q信号」という）の中心周波数を中間周波数の 4倍に高め、周波数を高められた信号を△∑変調回路 2 6に出力する。

△∑変調回路 2 3は、補間フィル夕 2 2から入力した I信号を△∑変調することにより 2進の信号に変換し、変換された信号をスイッチング回路 2 7に出力する。同様に、 △∑変調回路 2 6は、補間フィル夕 2 5から入力した Q信号を△∑変調しることにより 2進の信号に変換し、変換された信号をスィッチング回路 2 7に出力する。

スイッチング回路 2 7は、 △∑変調された I信号及び Q信号からこれらの符号反転信号（以下、「n l 信号」及び「n Q信号」という）を生成するとともに、中間周期の 1 Z 4のサンプリング周期で前記 4種類の信号（I 信号、 Q信号、 n l 信号及び n Q信号）を I信号、 n Q信号、 n l 信号及び Q信号の順で選択することにより直交変調を行い、これにより得られた中間周波数を有するディジタル直交信号を D ZA変換器 2 8に出力する。 DZA変換器 28は、スィツチング回路 27から入力したディジ夕ル直交信号をアナログ直交信号に変換し、変換されたアナログ直交信号を出力端子 29 を介して他の装置に出力する。

次に、本発明の実施の形態 1における変調器の直交変調処理について詳細に説明する。

中間周波数における直交変調波 s(t)は、 I信号成分を i(t)、 Q信号成分を q(t)、中間周波数を foとすると以下に示す式（1) で表わされる。

s (t) = i (t) X cos ( 2 π f o t) -q (t) X s in ( 2 π f o t) (1) そして、サンプリング周波数 fsは中間周波数 foの 4倍に設定されているので、上記式（1) は以下に示す式（2) に変形できる。

s (t) = i (1) Xcos (2 is t/4) -q(t) Xsin(2 π fs t/4) (2) ここで、直交変調波 s(t)は、サンプリング周期 Ts=lZfs ごとにサンプリングされて出力されるディジタル直交信号と等価である。よって、式（2) は、 nを整数として、以下に示す式（3)から（6)に置き換えることができる。

s(t) = i (t) (t=4 nTs) (3) s(t) = -q(t) (t=(4 n+ DTs) (4) s(t) =—i(t) (t = (4 n + 2)Ts) (5) s(t)=q(t) (t=(4 n+ 3)Ts) (6) すなわち、直交変調は、スイッチング回路 27を I信号、 nQ信号、 n l信号、 Q信号の順でサンプリング周期 Ts ごとに順次選択させることにより達成できる。

次に、実施の形態 1における変調器の動作の流れについて説明する。

まず、入力端子 21に入力された I信号は、補間フィルタ 22にて中心周波数を中間周波数の 4倍に高められ、 △∑変調回路 23にて△∑変調される。同様に、入力端子 24に入力された Q信号は、補間フィルタ 25にて中心周波数を中間周波数の 4倍に高められ、 △∑変調回路 26にて△∑変調される。

次に、スイッチング回路 27にて、 △∑変調された I信号及び Q信号からこれらの符号反転信号である n I 信号及び n Q信号が生成される。そして、スィツチング回路 2 7において、 I 信号、 n Q信号、 n l 信号及び Q信号が、この順で中間周期の 1 4のサンプリング周期ごとに順次選択され、直交変調された中間周波数のディジ夕ル直交信号が出力される。

次に、 0 /八変換器2 8にて、ディジタル直交信号がアナログ直交信号に変換され、変換されたアナログ信号は出力端子 2 9を介して他の装置に出力される。

このように、本実施の形態の変調器においては、直交変調処理をスィッチング回路にて行うことができるので、高速乗算器を用いる場合に比べ演算規模を大幅に削減でき、消費電力を低下できる。

(実施の形態 2 )

本発明の実施の形態 2においては、ディジ夕ルベースバンド信号の中心周波数を中間周波数の 4倍に高めて△∑変調し、 △∑変調された信号を低域通過フィル夕（以下、「L P F」という）に通過させ、この信号及びその符号反転信号をスィッチング回路にて中間周波数の 4倍のサンプリング周波数で切替えて選択することにより直交変調を行う変調器について説明する。

図 2は、本発明の実施の形態 2における変調器の構成を示すプロック図である。なお、図 1と共通する部分は図 1同一符号を付してその説明を省略する。図 2に示すように、実施の形態 2における変調器は、実施の形態 1における変調器と比較して、 L P F 3 1が△∑変調回路 2 3とスィツチング回路 2 7との間に挿入され、 L P F 3 2が△∑変調回路 2 4とスイッチング回路 2 7との間に挿入される。

L P F 3 1は、サンプリング周波数の 1 Z 2の周波数にノッチのある低域通過フィル夕であり、サンプリング周波数の 1 Z 2の周波数近傍における量子化雑音等の不要周波数成分を除去する。同様に、 L P F 3 2は、サンプリング周波数の 1 Z 2の周波数にノッチのある低域通過フィルタであり、サンプリング周波数の 1 Z 2の周波数近傍における量子化雑音等の不要周波数成分を除去する。

スイッチング回路 27は、 LPF 31を通過した I信号から nl信号を生成し、 LPF 32を通過した Q信号から nQ信号を生成し、中間周期の 1Z4のサンプリング周期で、 I 信号、 nQ信号、 nl 信号及び Q信号をその順で選択することにより直交変調を行い、中間周波数のディジ夕ル直交信号を出力する。

Nビット DZA変換器 34は、スィツチング回路 27から出力されたディジ夕ル直交信号をアナログ直交信号に変換し、変換されたアナログ直交信号を出力端子 29を介して他の装置に出力する。

次に、実施の形態 2における変調器の I信号と雑音の関係について、図 4の波形図を用いて説明する。なお、実施の形態 2においては I信号について説明するが、 Q信号の場合も同様に説明できる。

図 4 (a) は L P F通過前の I信号の波形を示す波形図であり、図 4 (b) はし P Fを通過しない I信号を直交変調した際の信号の波形を示す波形図である。また、図 4 (c) は LP F通過後の I信号の波形を示す波形図であり、図 4 (d) は L P Fを通過した I信号を直交変調した際の信号の波形を示す波形図である。

図 4 (a) に示すように、 I信号の△∑変調出力（A l、 A 2) は、サンプリング周期 fs ごとにピークとなる。また、 △∑変調出力に含まれる量子化雑音（B 1) は、 △∑変調方式の特徴により、サンプリング周波数 fs の 1Z2 の周波数でピークとなるノイズシェービングを受けている。

そして、図 4 (b) に示すように、 I信号の△∑変調出力（A l、 A 2) をサンプリング周波数の 1 / 4を中心周波数とする中間周波数に直交変調すると、ディジタル直交信号（Al l、 A12、 A21、 A22) のピークは、 I信号の△∑変調出力（A l、 A2) から中間周波数 fo=fs/4分だけ移動した位置に現れる。

一方、量子化雑音（B 1) をサンプリング周波数の 1Z4を中心周波数とする中間周波数に直交変調すると、直交変調された量子化雑音（B 1 1、 B 12) のピークは、 fsZ2— fo = fs/2— fsZ4 = fs/4となる。このとき、移動したディジタル直交信号（Al l、 A12、 A21、 A 22) のピークと量子化雑音（B l 1-、 B 12) のピークが重なる。これにより、 S/N比（信号対雑音比）が低減してしまい、高精度の変調ができない。

これに対し、図 4 (c) に示すように、 I信号の△∑変調出力（A l、 A2) を、サンプリング周波数の 1/2にノツチができる特性の L P Fに通過させると、部分的に量子化雑音が除去され、サンプリング周波数 fs の 1Z2の周波数における量子化雑音（B 1) の影響を低減できる。

これにより、図 4 (d) に示すように、量子化雑音（B 1) をサンプリング周波数の 1/4を中心周波数とする中間周波数に直交変調した場合、移動したディジタル直交信号（A l l、 A 12、 A21、 A 22) のピークである中間周波数 fo=fsZ4において、量子化雑音（B l l、 B 12) を低減できる。これにより、 SZN比を改善して高精度の変調を行うことができる。

具体的には、 GMS (Global Systems for Mobi 1 co画 unicat ion) の仕様が、位相精度の平均値 5° 以下、最大値 20° 以下であるのに対し、上記実施の形態の実験結果は、位相精度の平均値 1. 14° 、最大値 3. 33° である。なお、この実験結果は、単に一例であり、条件によっては更に良い結果が得られる。

次に、実施の形態 2における変調器の動作の流れについて説明する。

まず、入力端子 21に入力された I信号は、補間フィル夕 22にて中心周波数を中間周波数の 4倍に高められ、 △∑変調回路 23にて△∑変調され、 LP F 31にて不要周波数成分が除去される。同様に、入力端子 24に入力された Q信号は、補間フィルタ 25にて中心周波数を中間周波数の 4倍に高められ、 △∑変調回路 26にて△∑変調され、 LPF 32にて不要周波数成分が除去される。

次に、スイッチング回路 27にて、不要周波数成分が除去された I信号及び Q信号からこれらの符号反転信号である nl 信号及び nQ信号が生成される。そして、 I 信号、 n Q信号、 n l 信号及び Q信号が、この順で中間周期の 1 Z 4のサンプリング周期ごとに順次選択され、直交変調された中間周波数のディジ夕ル直交信号が出力される。

次に、 07八変換器3 4にて、ディジタル直交信号がアナログ直交信号に変換され、変換されたアナログ直交信号が出力端子 2 9を介して他の装置に出力される。

このように、実施の形態 2の変調器においては、 I信号と Q信号の△∑変調出力を L P Fに通過させることにより、直交変調時の量子化雑音の影響を軽減して S/N比を改善できるため、高精度の変調を実現できる。

(実施の形態 3 )

本発明の実施の形態 3においては、ディジタルベースバンド信号の中心周波数を中間周波数の 4倍に高めて△∑変調し、この信号及びその符号反転信号、並びに、それらの遅延信号をスィツチング回路にて中間周波数の 4倍のサンプリング周波数で切替えて選択し、加算することにより直交変調を行う変調器について説明する。

図 5は、本発明の実施の形態 3における変調器の構成を示すプロック図である。なお、図 3と共通する部分は図 3と同一符号を付してその説明を省略する。遅延回路 5 1は、△∑変調された I信号を 1サンプリング時間だけ遅延させ、遅延した I信号をスイッチング回路 5 3に出力する。同様に、遅延回路 5 2は、 △∑変調された Q信号を 1サンプリング時間だけ遅延させ、遅延した Q信号をスイッチング回路 5 3に出力する。

スイッチング回路 5 3は、 △∑変調回路 2 3を通過した I信号及び△∑変調回路 2 6を通過した Q信号からそれぞれ n I信号及び n Q信号を生成し、遅延回路 5 1を通過した遅延 I信号及び遅延回路 5 2を通過した遅延 Q信号からそれぞれ遅延 n l 信号及び遅延 n Q信号を生成する。そして、前記 8種類の信号から、中間周期の 1 Z 4のサンプリング周期で、 I信号と遅延 I信号、 n Q信号と遅延 n Q信号、 n l 信号と遅延 n l 信号、並びに、 Q信号と遅延 Q信号の順序で 2種類ずつ一対の信号を選択して加算器 54に出力する。

加算器 54は、スイッチング回路 53から同時に出力された一対の信号を加算して中間周波数のディジ夕ル直交信号を生成し、ディジタル直交信号を Nビット D/ A変換器 34に出力する。

加算器 54から出力されるディジタル直交信号 s(t)は、以下に示す式（7) から（1 0)の繰り返しとなる。

s(t) = i (t) -i (t- 1) (t = 4 nTs) (7) s(t) = -q(t)+q(t- 1) (t=(4 n + l)Ts) (8) s(t) =— i (t) + i (t— 1) (t=(4 n + 2)Ts) (9) s(t)=q(t)-q(t- 1) (t = (4 n + 3)Ts) (1 0) このディジタル直交信号 s(t)は、実施の形態 2において、 LP F 3 1及び

L P F 32がー次である場合であって、 LPF 3 1及び L P F 32を通過し、スィツチング回路 27で直交変調されたディジタル直交信号と同一の信号である。

よって、上記の構成により、 LPFを使用する場合に比べ、量子化雑音の影響を低減させたまま、変調器の小型化を図ることができる。

(実施の形態 4)

本発明の実施の形態 4においては、ディジタルべ一スバンド信号を、所望のサンプリング周波数に高めて 1ビット△∑変調し、 1ビット△∑変調出力値に応じて、搬送波を符号処理して加算することにより直交変調する変調器について説明する。ここでは、 △∑変調出力が 1ビットであるものを 1ビット△∑変調という。

図 6は、本発明の実施の形態 4における変調器の構成を示すブロック図である。なお、図 1と共通する部分は図 1と同一符号を付してその説明を省略する。図 6において、補間フィルタ 6 1は、入力端子 2 1から入力した I信号の周波数を所望のサンプリング周波数 fsに高める。同様に、補間フィル夕 63は、入力端子 24から入力した Q信号の周波数を所望のサンプリング周波数 fs に高める。

1ビッ卜△∑変調回路 62は、補間フィル夕 61から入力した I信号を 1ビット△∑変調し、 1ビット△∑変調された I信号を直交変調回路 66に出力する。同様に、 1ビット△∑変調回路 64は、補間フィル夕 63から入力した Q 信号を 1ビット△∑変調し、 1ビット△∑変調された Q信号を直交変調回路 6 6に出力する。擬送波発生回路 65は、信号を無線で送信するための余弦搬送波及び正弦搬送波を発生し、これらの搬送波を直交変調回路 66に出力する。直交変調回路 66は、 1ビット△∑変調した I信号及び Q信号の値に応じて、搬送波発生回路 65から入力した余弦搬送波及び正弦搬送波を符号処理し、符号処理された余弦搬送波と符号処理された正弦搬送波とを加算することにより直交変調処理を行い、このディジ夕ル直交信号を A変換器 67に出力する。ここで、 1ビット△∑変調された I信号成分 i(t)及び Q信号成分 q(t)は、ともに 1または一 1となるので、ディジタル直交信号 s(t)は、以下に示す式

(1 1) から（14) で表される。ただし、 nを整数とし、 t = nTs=nZfs とする。

s(t)=cos(2 πίο/fs) -sin(27ufo/fs) (i (t) = 1 , q (t) = 1 ) (1 1)

1) (12) s(t) = -cos(2 πίο/fs) -sin(2 πίο/fs) (i(t) = - l,q(t)=l) (13) s(t) = -cos(27cfo/fs)+sin(2 πίο/fs) (i (t) =— 1， q (t) =— 1 ) (14) このように、 i(t)=lのとき余弦搬送波をそのまま維持し、 i(t)=— lのとき余弦搬送波を符号反転し、 q(t)=lのとき正弦搬送波をそのまま維持し、 q(t) = 一 1のとき正弦搬送波を符号反転し、これらの符号化された余弦搬送波及び正弦搬送波を加算することによりディジタル直交信号が得られる。

0/八変換器67は、ディジタル直交信号をアナログ直交信号に変換し、変換したアナログ直交信号を出力端子 29を介して他の装置に出力する。

次に、実施の形態 4における変調器の動作の流れについて説明する。

まず、入力端子 21に入力された I信号は、補間フィル夕 61にて所望の周波数に高められ、 1ビット△∑変調回路 6 2にて 1ビット△∑変調される。同様に、入力端子 2 4に入力された Q信号は、補間フィルタ 6 3にて所望の周波数に高められ、 1ビット△∑変調回路 6 4にて 1ビット△∑変調される。

次に、直交変調回路 6 6にて、 1ビット△∑変調された I信号が 1ならば搬送波発生回路 6 5から入力した余弦搬送波はそのまま維持され、 I 信号が一 1 ならば余弦搬送波は符号反転される。同様に、 1ビット△∑変調された Q信号が 1ならば搬送波発生回路 6 5から入力した正弦搬送波はそのまま維持され、 Q信号が一 1ならば正弦搬送波は符号反転される。そして、符号化された余弦搬送波と正弦搬送波とが加算され、中間周波数のディジ夕ル直交信号が得られる。

次に、 07八変換器6 7にて、ディジタル直交信号が、アナログ直交信号に変換され、出力端子 2 9を介して他の装置に出力される。

上記構成を有する変調器においては、任意のサンプリング周波数を用いた場合でも、直交変調時に乗算器を必要としないので、演算量を大幅に削減できる。

(実施の形態 5 )

本発明の実施の形態 5において、ディジタルベースバンド信号を、所望のサンプリング周波数に高めて△∑変調し、 △∑変調出力値に基きァドレスを生成し、このアドレスを用いて、直交変調結果を格納している読出し部にアクセスして、アクセスに対応した直交変調結果を読出すことにより直交変調を行う変調器について説明する。

図 7は、本発明の実施の形態 5における変調器の構成を示すプロック図である。なお、図 1と共通する部分は図 1と同一符号を付してその説明を省略する。図 7において、補間フィルタ 7 1は、入力端子 2 1から入力した I信号を所望のサンプリング周波数 f s に高める。同様に、補間フィル夕 7 2は、入力端子 2 4から入力した Q信号を所望のサンプリング周波数 f s に高める。カウン夕 7 3は、 △∑変調回路 2 3 、 2 6の出力に同期したパルス信号をアドレス発生部 7 4に出力する。アドレス発生部 7 4は、入力した△∑変調出力に応じてアドレスを発生し、アドレスを用いて読出し部 7 5にアクセスする。

読出し部 7 5は、予め計算した直交変調結果を内部メモリに格納する。例えば、 I 信号と Q信号の△∑変調出力がそれぞれ 1ビットの場合、各タイミングで出力すべき直交変調結果は、前記の式（1 1 ) から（1 4 ) に示す 4種類である。読出し部 7 5は、この 4種類の直交変調結果を式（ 1 1 ) から（1 4 ) に示す順番で内部メモリに格納する。そして、アドレス発生部 7 4からァクセスされたァドレスに基いて、内部メモリに格納した直交変調結果を読み出し、中間周波数におけるディジタル直交信号として D ZA変換器 7 6に出力する。

07八変換器7 6は、ディジタル直交信号をアナログ直交信号に変換し、変換されたアナログ直交信号を出力端子 2 9を介して他の装置に出力する。

次に、実施の形態 5における変調器の動作の流れについて説明する。

まず、入力端子 2 1に入力された I信号は、補間フィル夕 7 1にて所望の周波数に高められ、 △∑変調回路 2 3にて△∑変調される。同様に、入力端子 2 4に入力された Q信号は、補間フィル夕 7 2にて所望の周波数に高められ、 △ ∑変調回路 2 6にて△∑変調される。

次に、ァドレス発生器 7 4にて、 I信号と Q信号の△∑変調出力値に基いて、カウンタ 7 3から出力されるパルス信号に同期してァドレスが発生される。このアドレスは読出し部 7 5にアクセスされる。そして、読出し部 7 5からアドレスに対応する直交変調結果が読み出され、中間周波数におけるディジ夕ル直交信号が得られる。

次に、 07八変換器7 6にて、ディジタル直交信号がアナログ直交信号に変換され出力端子から出力される。

以上の構成を有する変調器により、任意のサンプリング周波数における△∑ 変調信号の直交変調でも、直交変調時に乗算器が不要となる。この変調器は、実施の形態 4の変調器と比較して多ビットの加減算を必要としないので、さらなる低消費電力化を図ることができる。

なお、上記の各実施の形態において、 △∑変調器の次数や出力精度は特に制限はない。産業上の利用可能性

本発明は、低消費電力化を図るのに好適なディジ夕ルベースバンド信号を直交変調する変調装置及び変調方法であり、ディジタル移動通信等において有用である。

Claims

14 請求の範図

1 . ディジ夕ルベースバンド信号の同相成分及び直交成分の中心周波数を中間周波数の 4ィ咅に変調する周波数変調手段と、前記周波数変調されたディジ夕ルベースパンド信号を△∑変調する△∑変調手段と、前記△∑変調されたディジ夕ルベースバンド信号から不要周波数成分を除去する除去手段と、前記不要周波数成分を除去されたディジタルベースバンド信号から中間周波数のディジタル直交信号を生成する直交変調手段を具備する変調装置。

2 . 直交変調手段は、中間周波数の 4倍のサンプリング周波数で、ディジ夕ルベースパンド信号の同相成分、直交成分の符号反転信号同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に選択する請求の範囲 1記載の変調装置。

3 . 除去手段は、低周波数成分のみを通過させる低域通過フィルタである請求の範囲 1又は請求の範囲 2に記載の変調装置。

4 . 除去手段は、ディジタルベースバンド信号の同相成分及び直交成分を 1 サンプリング周波数だけ遅延させる遅延回路と、ディジタルべ一スパンド信号の同相成分及び直交成分に前記遅延回路の出力成分を加算する加算器とを含む請求の範囲 1又は請求の範囲 2に記載の変調装置。

5 . ディジタルべ一スバンド信号の同相成分及び直交成分の中心周波数を中間周波数の 4倍に変調する周波数変調手段と、前記周波数変調されたディジ夕ルベースパンド信号を△∑変調する△∑変調手段と、前記△∑変調されたディジタルベースバンド信号を 1サンプリング周波数だけ遅延させる遅延回路と、前記△∑変調されたディジタルベースバンド信号から中間周波数の第 1ディジタル直交信号を生成する第 1直交変調手段と、前記遅延されたディジ夕ルベースパンド信号から中間周波数の第 2ディジタル直交信号を生成する第 2直交変調手段と、前記第 1及び第 2ディジタル直交信号を加算する加算手段とを具備する変調装置。

6 . 第 1及び第 2直交変調手段は、同時に中間周波数の 4倍のサンプリング周波数で、ディジタルベースバンド信号の同相成分、直交成分の符号反転信号、同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に選択する請求の範囲 5記載の

7 . ディジタルベースバンド信号の同相成分及び直交成分を 1ビット単位で △∑変調する 1ビット△∑変調手段と、余弦搬送波及び正弦搬送波を発生させる搬送波発生手段と、 1ビット△∑変調されたディジタルベースバンド信号の符号に基き前記余弦搬送波及び正弦搬送波を変換する搬送波変換手段と、変換された余弦搬送波と正弦搬送波とを加算することによりディジタル直交信号を出力する搬送波加算器とを具備する変調装置。

8 . 搬送波変換手段は、ディジタルベースバンド信号の同相成分の符号が正ならば余弦搬送波をそのまま出力し、負ならば余弦搬送波の符号を反転して出力し、ディジタルべ一スパンド信号の直交成分の符号が正ならば正弦搬送波の符号をそのまま出力し、負ならば正弦搬送波の符号を反転して出力することにより変換を行う請求の範囲 7記載の変調装置。

9 . ディジタルベースバンド信号の同相成分及び直交成分を△∑変調する△ ∑変調手段と、前記△∑変調されたディジ夕ルベースバンド信号に応じたァドレスを発生させるアドレス発生手段と、前記アドレスに基いて、格納したディジ夕ル直交信号を読出す読出し手段とを具備する変調装置。

1 0 . ディジ夕ルベースバンド信号の同相成分及び直交成分の中心周波数を中間周波数の 4倍に周波数変調する工程と、この周波数変調した信号を△∑変調する工程と、この△∑変調した信号から不要周波数成分を除去する工程と、この不要周波数成分を除去した信号から中間周波数のディジタル直交信号を生成する工程とを有する変調方法。

1 1 . ディジタル直交信号を生成する工程は、中間周波数の 4倍のサンプリング周波数で、ディジタルベースバンド信号の同相成分、直交成分の符号反転信号、同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に選択する請求の範囲 1 0記載の変調方法。

1 2 . 不要周波数成分を除去する工程は、低周通過フィル夕により行われる請求の範囲 1 0又は請求の範囲 1 1に記載の変調方法。

1 3 . 不要周波数成分を除去する工程は、ディジタルべ一スバンド信号の同相成分及び直交成分とこれらを 1サンプリング周波数だけ遅延させた成分とを加算することにより行われる請求の範囲 1 0又は請求の範囲 1 1に記載の変調方法。

1 4 . ディジタルベースバンド信号の同相成分及び直交成分の中心周波数を中間周波数の 4倍に周波数変調する工程と、この周波数変調した信号を△∑変調する工程と、この△∑変調した信号から不要周波数成分を除去する工程と、

△∑変調手段を通過した信号を 1サンプリング周波数だけ遅延させる工程と、

△∑変調手段を通過した信号から中間周波数の第 1ディジタル直交信号を生成する工程と、 1サンプリング周波数だけ遅延した信号から中間周波数の第 2ディジ夕ル直交信号を生成する工程と、前記第 1及び第 2ディジ夕ル直交信号を加算する工程とを有する変調方法。

1 5 . 第 1ディジタル直交信号を生成する工程及び第 2ディジタル直交信号を生成する工程は、同時に中間周波数の 4倍のサンプリング周波数で、デイジタルベースバンド信号の同相成分、直交成分の符号反転信号、同相成分の符号反転信号及び直交成分をその順に選択する請求の範囲 1 4記載の変調方法。

1 6 . ディジタルべ一スパンド信号の同相成分及び直交成分を 1ビット単位で△∑変調する工程と、余弦搬送波及び正弦搬送波を発生させる工程と、前記 1ビット△∑変調されたディジタルベースバンド信号の符号に基き前記余弦搬送波及び正弦搬送波を変換する工程と、前記変換された余弦搬送波と正弦搬送波とを加算することによりディジタル直交信号を出力する工程とを有する変調方法。

1 7 . 余弦搬送波及び正弦搬送波を変換する工程は、ディジタルベースバンド信号の同相成分の符号が正ならば余弦搬送波をそのまま出力し、負ならば余弦搬送波を符号反転して出力し、ディジ夕ルベースバンド信号の直交成分の符号が正ならば正弦搬送波をそのまま出力し、負ならば正弦搬送波を符号反転することにより変換を行う請求の範囲 1 6記載の変調方法。

1 8 . ディジ夕ルベースバンド信号の同相成分及び直交成分を△∑変調する工程と、 △—∑変調したディジ夕ルベースバンド信号の値に応じたァドレスを発生させる工程と、前記アドレスに基いて、格納したディジタル直交信号を出力する工程とを有する変調方法。