WO1997011525A1

WO1997011525A1 - Procede de commande d'intensite dans un servo-moteur

Info

Publication number: WO1997011525A1
Application number: PCT/JP1996/002745
Authority: WO
Inventors: Yasusuke Iwashita; Hiroyuki Kawamura
Original assignee: Fanuc Ltd
Priority date: 1995-09-22
Filing date: 1996-09-24
Publication date: 1997-03-27
Also published as: EP0798848B1; JP3683313B2; US5955863A; DE69626492T2; EP0798848A4; EP0798848A1; DE69626492D1; JPH0993999A

Description

明細書

サーボモータの電流制御方法

技術分野

本発明は、工作機械や産業用機械等の機械装置やロボットの駆動源として使用される A C サ一ボモータの電流制御方法に関する。

背景技術

図 1 0 は、従来の A C サーボモータの制御系を示すブロック線図である。この制御系に於いて、位置指令からエンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減じて位置偏差が求められ、位置偏差に項 1 でポジションゲィンを乗じて位置ループ制御により速度指令が求められる。速度指令から速度フィードバック値を減じて速度偏差が求められ、項 2 で比例積分制御の速度ループ処理を行ないトルク指令（電流指令）が求められる。更に、トノレク指令から電流フィードバック値を減じ、項 3 で電流ループ処理を行ない各相の電圧指令を求め、電圧指令に基づいて P W M制御等を行ない A C サーボモータ Mが制御される。

上記の制御系において、 3 相 A C サ一ボモータを制御する場合には、電流ループに於いて 3 相電流を別々に制御する交流電流制御方法が知られている。この電流制御方法では、速度ループ処理で求められたトルク指令（電流指令）にエンコーダ等で検出されたサ一ボモータの口 — 夕位置より U、 V、 W相に対して電気角でそれぞれ 2 7Γノ 3 ずれた正弦波を乗じて各相の電流指令を求め、求められた電流指令から各電流検出器で検出された各相の実電流 I u 、 I v 、 I wを '减じて電流偏差を求め、各相電流制御器比例積分（ P I ) 制御等を行なって各相指令電圧 E u 、 E v 、 E wを電力増幅器に出力する。電力増幅器では、インバー夕等で P W M制御を行なって各相の電流 I u 、 I v 、 I wをサーボモータ Mに流して駆動を行なう。これによつて、位置及び速度ループの最も内側のマイナ一ループに電流ループが形成され、この電流ループは A Cサーボモータの各相に流す電流を制御する。

上記 3相電流を別々に制御する方法では、モータの回転速度が上昇すると電流指令の周波数も上昇し、電流位相が徐々に遅れるため電流の無効成分が多くなり、トルクを効率よく発生することができなくなるという欠点があり、また、制御量として交流を扱っているため、定速度回転かつ定負荷時における定常状態においてさえも、指令に対する位相の遅れや振幅の減衰等の偏差が存在し、直流モータと同程度のトルク制御を実現することが困難である。

上記の問題点を改善する方法として、 3 相電流を D Q 変換して D相、 Q相の 2 相の直流座標系に変換した後にそれぞれの相を直流成分で制御する D Q制御方法が知られている。

図 1 1 は A C サーボモータを D Q変換により制御する制御系を示す。 D相の電流指令を「 0」とし、 Q相の電流指令を速度ループから出力されるトルク指令とする。

3 相電流から 2 相電流へ変換する変換器 9 において、モ一夕の各 u 、 v 、 w相の実電流およびロータ位置検出器 7 で検出されたロータの位相を用いて D相、 Q相の電流 I d 、 I q を求め、この電流を各相指令値から減じて D 相、 Q相の電流偏差を求める。電流制御器 5 d 、 5 q において、電流偏差を比例及び積分制御して D相指令電圧 V d及び Q相指令電圧 V q を求める。 2 相電圧から 3相電圧に変換する手段 8 は、 2 相の指令電圧 V d 、 V q から u 、 v 、 w相の指令電圧 V u 、 V v 、 V wを求め、電力増幅器 6 に出力してィンバータ等でサーボモータの各相に対して電流 I u 、 I v 、 I wを流してサーボモータの制御を行なう。

一般に、 D Q変換された D相電圧 V d と Q相電圧 V q は下記の式（ 1 ) によって表わすことができる。

V d R + s L - ω L

V q ω L R + s L

( 1 ) 従って、

^ V d = ( R + s L ) I d — ω い I q

V q = ω φ + ( R + s L ) I q + ω い I d し、 R + s L = Z とすると、下記の式（ 1 ) が得られる。

V ά = Z · I d — ω い I q

V q = ω φ + Z ' l q + ω L ' l d ( 1 ) D Q変換による直流制御方法を採用することによって、電流ループゲインを必要以上に高く設定することなく定常偏差を低減することができるが、実際に直流制御方法を実現する場合には、高速回転において急加速を行なう場合、大きなトルクを必要とするため、電流指令が電力増幅器の制限を超える場合があり、このときいわゆる電圧飽和が発生し、電流制御が困難となる。

このような場合、電流ループの積算器の値は增大する。この積算器の値が過大となると、電流指令が小さくなつた後においても、しばらくの間最大電圧指令を出力し続け、電圧指令飽和後の電流ループの挙動が不安定となる。

そこで、従来以下のような飽和処理を行なっている。図 1 2 は従来の A C サ一ボモータの D相制御系と Q相制御系を示し、図 1 3 は飽和処理に於ける D相指令電圧と Q相指令電圧を示す。

図 1 2 において、 D相コントローラ及び Q相コントローラは夫々、積分項 1 1 、 1 2 ( K 1 は積分ゲイン）と比例項 1 3、 1 4 ( K 2 は比例ゲイン）を備え、モータは抵抗 R とイングクタンス L とで表わされる。また、各 D相、 Q相は、互いに他の相からの干渉項 1 5、 1 6 を備る。

図 1 3 において、 D相指令電圧 V d と Q相指令電圧 V q の合成指令電圧を V c とし、電力増幅器が出力することができる最大電圧を D C リンク電圧 V d cとすると、飽和処理は以下の如く行なわれる。 ( 1 ) V d ² + V q ² ≤ V dc² (合成指令電圧 V c のべクトルは D C リンク電圧の円内又は円上）のときには、電圧指令 V c をそのまま出力する。

( 2 ) V d ² + V q ² > V dc² (合成電圧指令 V c のべクトルは D C リンク電圧の円外）のときには、電圧指令 V c の D相電圧 V dおよび Q相電圧 V q を夫々、

V d = V dc · V d / ( V d ² + V q " ^1/2 … （ 2 ) V q = V dc - V q / CV d ^ V q ²)¹^² - ( 3 ) の値にクランプする。

そして、 D相及び Q相の電流制御器の出力が、前記クランブされた D相電圧 V d及び Q相電圧 V q となるように、積算器を書換える処理を行なう。

電流ループの積算ゲインを k 1、比例ゲインを k 2、トルク指令を I 、フィードバック電流を I fbとすると、電圧指令 V c は以下の式（ 4 ) で表される。

V c = k 1 · ( I - I fb)/ s — k 2 · I fb … （ 4 ) 式（ 4 ) の関係から、前記クランプによって設定される最大電圧指令 V c max は以下の式（ 5 ) で表される。

V c max = k 1 · ( I 一 I fb)/ s * — k 2 · I fb

… ( 5 ) ここで、 l Z s *で表わされる積算器は、電流制御器が最大電圧指令 V c max を出力するように設定され、下記の式（ 6 ) で表わされる。

1 / s * = ( V c max+ k 2 · I fb) / k 1 … （ 6 ) これを、 D相及び Q相の電流制御ループの積算器について表わすと下記の如くなる。

D相： l / s * = ( V d max- k 2 · I d fb) / k 1

… （ 6 - 1 )

Q相： l s * = ( V q max+ k 2 · I q fb) / k 1

··· ( 6 - 2 ) 積算器を書換える飽和処理によって、電流制御器はクランプされた D相電圧及び Q相電圧を出力し、合成電圧出力 V c を常に D C リンク電圧 V dc内に制限する。

し力、しながら、電圧指令の飽和時において D相、 Q相の両方に飽和処理を行なう従来の電流制御方法では、加速時の飽和処理において加速特性が低下するという問題点力《ある。

D Q変換を用いた電流制御においては、磁束 Φの方向と同じ向きの D相電流 I dを「 0」とし、 D相電流 I d と直交する Q相電流 I q をトルク指令に追従させるよう制御する。ロータの角速度を ωとすると、ロータが正方向に回転し且つ加速時には、 ω > 0、 l q 〉 0である。このときの D相電圧と Q相電圧をべクトル図で表すと図 1 4 となる。

D相指令電圧 V d と Q相指令電圧 V qの合成べクトル電圧 V cが電圧リミット値 V lim ( V dc) を超えた場合には前述の如く、合成べクトル V c の位相を変えずに、大きさを V limとした電圧 V c ' に変換して、指令電圧がクランプされる。この関係は以下の式によって表すことができる。 V d = V lim - s i n Θ - ( 7 )

V q = V lim * c o s Θ … （ 8 )

なお、位相 0 は t a n = V d Z V q の関係にある。

合成電圧 V c が電圧リミット値 V liniを超えていない場合の D相指令電圧及び Q相指令電圧と電流の関係は図 1 5 a 及び 1 5 b に示される。

D Q変換による電流制御系において、無効電流を流す D相電流指令を「 0 」とし、 Q相電流指令によって電流制御を行なうが、前記式（ 1 ) で示されるように、モー夕内の電圧干渉によって D相に（一 OJ L · I q ) の負電圧が発生する。

合成電圧 V c が電圧リミット値 V limを超えていない場合には、図 1 5 a に示す如く、 D相指令電圧 V d は干渉電圧（一 ω L · I q ) に達し、 D相には電流が流れない。従って、図 1 5 b に示す如く、 Q相には D相電流による干渉電圧が発生しない。

合成指令電圧 V c が電圧リミット値 V limを超えて D 相指令電圧及び Q相指令電圧がクランプされると、 D相指令電圧 V d は干渉電圧（一 cu L · I q ) に達することができず、図 1 6 a に示すように D相に正の電流 I d が流れる。この正の D相電流 I d は、図 1 6 b に示す Q相電圧 V q に下記の式（ 9 ) の如く（ OJ L · I d ) を付加し、 Q相電圧 V q を増加させる。

ν ς = ω Φ + Ζ · Ι ς + ω ί · Ι - ( 9 ) このことは、加速時に電圧飽和によって指令電圧のクランプを行なうと、 Q相電流 I q によって D相電圧 V d は減少し、 Q相電圧 V q が増加することを示し、クランブされた合成電圧 V c が図 1 4 の破線で示す合成電圧 V c " の方向に位相が'减少することになる。 D相電流 I d が増加し位相 0 が遅れると発生トルクが減少することになる。つまり、 Q相電圧が D C リンク電圧 V dcにクランブされる場合には、 D相電流 I d の増加によって Q相電流を增加させるための電圧を充分得ることが困難となり、サーボモータの加速特性を低下させることになる。

また、 D相と Q相の電圧の関係を示す図 1 7 において、 D Q変換を用いた電流制御系では、加速時に D相のブラス方向に電流が流れると符号 Aに示すようにべクトル電圧は D C リンク電圧の内側に移動する方向となって電圧飽和が緩和され、 D相のマイナス方向に電流が流れると符号 B に示すようにべクトル電圧は D C リンク電圧の外側に移動する方向となって電圧飽和が助長される。式 ( 1 ) に示すよ ό に、加速時には電圧干渉によって通常 D相のマイナス方向に電流が流れるため、電圧飽和が助長されることになる。

発明の開示

本発明は、 D Q変換によるサ一ボモータの電流制御において、加速トルクの增大化と電圧指令の飽和時における減速電流制御の安定化を両立させることを目的とする C 本発明は、サーボモータの D Q変換を用いた電流制御において、電圧指令が飽和したときには、減速時にのみ D相の電流制御ループの積算器を書換える飽和処理を行なう。あるいは、加速中に於いて電圧指令が飽和したときには Q相の電流制御ループの積算器のみを書換える飽和処理を行なう。これによつて、加速トルクを増大させ、また、電圧指令の飽和時における減速電流制御の安定化を行なう。

高速回転中においてサ一ボモータに急加速等を行なわせるには大きなトルクが必要となるが、このようなときに D相および Q相の電圧指令のべクトル和が電力增幅器の電圧リミット値を超えた電圧飽和の状態となると、電カ增幅器の出力はクランブされた電圧指令に制限され、サーボモータの電流制御ができなくなる。

そこで、加速時においては、 D相には飽和処理を行なわず、 Q相にのみ飽和処理を行なって、 Q相の電流制御ループの積算器のみの書換えを行なう処理を施す。この処理において、 Q相に対する飽和処理は、電流ループの積算器の增大を制限し、電流指令が減少したときに最大電圧指令が出力し铳けるといった現象を防止して、電圧指令飽和後の電流ループの減速電流制御を安定なものとする。また、 D相に対して飽和処理を行なわないことによって、 D相電圧を制限せずに優先的に出力して、電圧干渉によって生じる D相電流を零に制御し、 Q相電流を增大させることによって加速トルクを増大させる。

また、減速時には、 D相及び Q相に対して飽和処理を行なって、 D相、 Q相の電流制御ループの積算器の書換えを行なう。これによつて、電流ループの積算器の增大を制限し、電流指令が減少したときに最大電圧指令が出力し続けるといった現象を防止して、電圧指令飽和後の電流ループの '减速電流制御を安定なものとする。なお、減速中に於いては、電圧干渉によって生じる D相電流は、 Q相電流を減少させる方向に働くため、 D相電圧による D相電流の制御を行なう必要はなく、 D相についても飽和処理を行なう。

図面の簡単な説明

図 1 は、本発明のサーボモータの電流制御方法の概略を示すフローチヤ一ト、

図 2 は、本発明を実施する A C サーボモータの D相制御系と Q相制御系とを示すプロック線図、

図 3 a 及び 3 b は、本発明の電流制御方法による、加速中に於ける D相電圧と Q相電圧の状態を示す図、図 3 c 及び 3 d は、加速中に於ける本発明の電流制御方法と従来の電流制御方法による D相電圧と Q相電圧の関係を示すべクトル図、

図 4 a及び 4 b は、本発明の電流制御方法による、減速中に於いて指令電圧が飽和していないときの D相電圧と Q相電圧の状態を示す図、

図 5 a 、 5 b 及び 5 c は、減速中に於いて指令電圧が飽和したときの D相電圧と Q相電圧の状態を示す図、図 6 は、本発明の実施するためのサーボモータ制御系のブロック図、図 7 は、図 6 に示したデジタルサ一ボ回路のブロセッザが所定周期毎に実施する電流ループ制御処理のフローチャート、

図 8 は、従来の電流制御方法による応答結果を示すグラフ、

図 9 は、本発明の電流制御方法による応答結果を示すグラフ、

図 1 0 は、従来の A C サーボモータの制御系のブロック線図、

図 1 1 は、 A C サ一ボモー夕を D Q変換により制御する制御系のプロック線図、

図 1 2 は、従来の A C サ一ボモータの D相制御系と Q 相制御系を示すプロック線図、

図 1 3 は、指令電圧の飽和処理を示すべクトル図、図 1 4 は、飽和処理された D相電圧と Q相電圧のべクトル図、

図 1 5 a 及び 1 5 b は、合成電圧 V c が電圧リミットを超えていない場合の D相電圧及び Q相電圧を示す図、図 1 6 a 及び 1 6 b は、合成電圧 V c が電圧リミットを超えた場合の D相電圧及び Q相電圧を示す図、

図 1 7 は、 D Q変換に於ける D相電圧と Q相電圧の関係を示す図である。

発明を実施するための最良の形態図 1 のフローチャートを参照して、本発明のサーボモ一夕の電流制御方法の概略を説明する。ステップ T 1 において、電圧指令が飽和しているか否かを判定し、未飽和の場合には、飽和処理を行なうことなく電流ループの処理を行なう。電圧指令が飽和している場合には、ステッブ T 2 に移行して、 Q相に対してクランプされた電圧指令に基づいて積算器の書換えを行なう飽和処理を行なラ 0

ステッブ T 3 に於いて、加速制御か否かを判定する。サーボモータを加速制御する場合には、 D相に対しては飽和処理を行なわずに電流ループ処理を行ない、サーボモータを加速制御しない場合には、ステップ T 4 に移行して D相に対して飽和処理を行なった後に電流ル一ブ処理を行なう。

これによつて、加速トルクの増大化と電圧指令の飽和時における減速電流制御の安定化という二つの効果を同時に達成することができる。

図 2 は本発明を実施する A C サーボモータの制御系を D相及び Q相の制御系に分けて線図で示したものである _c 図 2 において、 D相コントローラ及び Q相コントローラは夫々、積分項 1 1 、 1 2 ( K 1 は積分ゲイン）と比例項 1 3、 1 4 ( K 2 は比例ゲイン）を備え、モータは抵抗 R とイングクタンス L とで表わされる。 D相及び Q相は、互いに他の相からの干渉項 1 5、 1 6 を備える。この構成は、図 1 2 に示した従来のブロック線図と共通している。

本発明の電流制御では、 D相の積算器については減速時にのみ飽和処理による書換えを行ない、 Q相の積算器については加速時と減速時に飽和処理による書換えを行な ό ものであり、これによつて、加速時には加速トルクの増大させ、また、加速時および減速時に電圧指令の飽和時における減速電流制御の安定化を行なう。

はじめに、加速時における動作について説明する。 D Q変換による電流制御系において、無効電流を流す D相電流指令 I d を「 0 」とし、 Q相電流指令 I q によって電流制御を行なうと、図 1 6 と同様にして、式（ 1 ) で示されるように、 Q相電流 I q によって D相に干渉電圧 (一 ω L · I q ) が生じる。

本発明の電流制御では、 D相指令電圧及び Q相指令電圧が上昇して合成電圧 V c が電圧リミット値 V limを超えたとき、 Q相については飽和処理を行なうが D相については飽和処理を行なわない。この処理により、 D相の電圧 V d は図 3 a に示すように（一 J L * I q ) に達することができ、 D相電流 I d が流れないように抑える。

D相電流 I d が流れないため、 Q相電圧 V には干渉電圧が生じない。この関係は、図 3 b および以下の式（ 1 0) で表すことができる。

ν ς = ω Φ + Ζ - I q - ( 1 0 ) 図 3 c 及び図 3 d は、加速中に於ける本発明の電流制御方法と従来の電流制御方法による D相電圧と Q相電圧の関係を示す。 Q相電圧について比較すると、図 3 c に示す本発明の電流制御方法によれば、 D相に干渉電圧 ( ω · L · I d ) が発生しないため、クランプされた電圧の内において Q相電流による成分を、図 3 d に示す従来の電流制御方法よりも大きくとることができる。これにより、サーボモータのトルクは Q相電流に比例するため、サーボモータの加速特性を向上させることができる。

次に、減速時における勖作について説明する。 '减速時にモータが正転しているとすると、 ω > 0、 I q く 0 となる。図 4 a に示す如く、低速回転時には I Z · I q | > I ω Φ I となるので V q < 0 となり、図 4 b に示す如く、高速回転時には | Z * I q | く | ω Φ | となるので、 V q > 0 となる。

指令電圧が飽和していない状態では、図 5 a に示す如く、 D相指令電圧は干渉電圧（一 w L · I q ) に達し、 I d = 0 となる。従って、 Q相には D相電流 I d による干渉電圧は生じない。

指令電圧が飽和したときには、 D相電圧 V dがクランブされるので、図 5 b に示すように負の D相電流 I dが流れ、これにより、 Q相電圧 V q は図 5 c に示すように減少する。したがって、 D相電流の増加に従って、 D相電圧 V d及び Q相電圧 V q は減少することになり、電圧飽和が解消される。

D相コントロ一ラ及び Q相コントローラの積分器の値を書き替えることによって D相電流 I dの增加を防止することが出来る。例えば、式（ 6 — 1 ) 及び（ 6 — 2 ) に示したように、 D相の積算器を（ V d raax+ k 2 * I df b) Z k lに書き替え、 Q相の積算器を（ V q max+ k 2 * I qfb) / k 1に書換える。

図 2 において、電圧飽和時に D相の積算器を（ V d ma x+ k 2， I dfb) Z k lに書き替え、 Q相の積算器の値を ( V q max+ k 2 - I qfb ) ノ k 1に書換えると、 D相電流制御器及び Q相電流制御器の出力はそれぞれ V d ma , V q maxとなり、積分器の飽和処理を行なうとともに指令電圧をクランブすることができる。

図 6 は、本発明の実施例を適用したサ一ボモータ制御系のブロック図である。この構成は従来のデジタルサ一ボ制御を行なう装置と同一であるため、概略的に示している。図 6 において、 2 0 はコンピュータを内蔵した数値制御装置（ C N C ) 、 2 1 は共有 R A M、 2 2 はプロセッサ（ C P U ) 、 R O N、 R A M等を有するデジタルサーボ回路、 2 3 はトランジスタインバー夕等の電力增幅器、 Mは A C サーボモータ、 2 4 は A C サ一ボモータ Mの回転とともにパルスを発生するエンコーダ、 2 5 はロータ位相を検出するためのロータ位置検出器である。

図 7 はデジタルサーボ回路 2 2 のプロセッサが所定周期毎に実施する電流ループ制御処理のフローチヤ一卜である。デジタルサーボ回路 2 2 のプロセッサは、数値制御装置（ C N C ) から指令された位置指令（もしくは速度指令）を共有 R A M 2 1 を介して読み取り位置ループ処理、速度ループ処理を行なう。

まず、速度ル一ブ処理によって出力されたトルク指令 I q * を読むとともに（ステップ S I ) 、ロータ位置検出器 2 5から口一夕位相を取り込む（ステップ S 2 ) _c 次に、電流検出器で検出される U相、 V相の実電流 I u、 I V を取込み（ステップ S 3 ) 、取り込んだ U相、 V相の実電流 I u、 I v とロータ位相 0を用いて D Q変換によって D相、 Q相の電流 I d 、 I qを算出する（ステツブ S 4 ) 。

D相電流 I dをフィードバック電流とし、 D相電流指令を「 0」として、通常の電流ループ処理（比例積分制御）を行なって D相指令電圧 V d を求める。また、ステッブ S 1 で読み取ったトルク指令を Q相の電流指令とし、ステップ S 4で算出した Q相の電流値 I q をフィードバック電流として電流ループ処理を行なって Q相の電圧指令 V q を求める（ステップ S 5 ) 。

次に、ステップ S 5で求めた D相、 Q相指令電圧 V d、

V qの合成べクトル V c が電圧リミット値 V 1 imである D C リンク電圧 V dcを超えるか否かの飽和判定を行なう。すなわち、（ V d ²+ V q ²) の値が V dc² の値より大きいか否かの判定を行なう（ステップ S 6 ) 。

合成ベクトル V c が D C リンク電圧 V dcを超えない場合には、ステップ S 1 1 に進み、ステップ S 5で算出した D相、 Q相指令電圧 V d、 V qを D Q変換して U、 V、 W相の電圧指令値を求め出力する（ステップ S 1 1 ) 。

また、ステップ S 6 において、合成べクトル V c 力《 D C リンク電圧 V dcを超えている場合には飽和状態と判定し、比例積分制御を行なって Q相電圧 V q を算出する (ステップ S 7 ) 。そして、 Q相の積算器を（ V q max + k 2 · I qfb) Z k lに書換えて、 Q相の飽和処理を行なう（ステップ S 8 ) 。

次に、 ω · I q の符号によって加速状態か減速状態かの判定を行なう（ステップ S 9 ) 。

ステップ S 9の判定で、モータが正方向に回転し（ ω > 0 ) 、トルク指令 I q * が正の場合、又は、モー夕が負方向に回転し（ ω < 0 ) 、トルク指令 I q * が負の場合には加速状態であると判断し、ステップ S 1 1 に進んで u、 V、 W相の電圧指令値を求める。

また、ステップ S 9の判定で、モータが正方向に回転し（ ω > 0 ) 、トルク指令 I q * が負の場合、或いはモ一夕が負方向に回転し（ ω < 0 ) 、トルク指令 I q * が正の場合には '减速状態であると判断し、 D相の積算器を ( V d max+ k 2 - I dfb) k lに書換えて、 D相の飽和処理を行ない（ステップ S 1 0 ) 、ステップ S 1 1 に進んで U、 V、 W相の電圧指令値を求める。

なお、ステップ S 1 0の D相の飽和処理を行なう場合には、 Q相の飽和処理も行なわれることになる。

そして、得られた D相電圧 V d と Q相電圧 V q を D Q 変換によって U、 V、 W相の電圧指令値を算出して出力し（ステップ S l l 、ステップ S 1 2 ) 、当該周期の電流ループ処理を終了する。

図 8及び図 9 は従来および本発明の電流制御方法による応答結果を示すものであり、速度指令を一 5 0 0 0 r p m力、ら + 5 0 0 0 r p mにステップ加速を印加した場合の応答を表している。図 8 に示すように、従来の電流制御方法により D相および Q相に両方に飽和処理を行なつた場合には、一 5 0 0 0 r p m力、ら 3 0 0 0 r p mまでは 1 0 0 m s 程度の応答特性を示し、 3 0 0 0 r p m 以降はトノレクが落ちて + 5 0 0 0 r p m となるまでに 6 0 0 m s 程度の時間を要している。

これに対して、図 9 に示すように、本発明の電流制御方法により D相については飽和処理を行なわず Q相にのみ飽和処理を行なった場合には、一 5 0 0 0 r から 3 0 0 0 r p mまでは従来の制御方法と同様に 1 0 O m s 程度の応答特性を示すが、 3 0 0 0 r p m以降においてもトルクの低下はわずかで 2 0 0 m s 程度の時間で + 5 0 0 0 r p mに達しており、加速特性向上の効果を見ることができる。

以上説明したように、本発明によれば、 D Q変換によるサーボモータの電流制御において、加速トルクの増大化と電圧指令の飽和時における減速電流制御の安定化を両立させることができる。

Claims

請求の範囲

1 . 交流 3相電流を D相及び Q相の直流 2 相電流に、又、 D相及び Q相の直流 2 相電圧を交流 3 相電圧に変換する D Q変換を行ない、 D相電流制御器及び Q相電流制御器により電力増幅器へ電圧指令を発してサーボモータの電流を制御する方法であって、

( a ) 前記電圧指令が前記電力增幅器が出力することができる最大電圧を越えて飽和しているか否かを判別するステップと、

( b ) サーボモ一夕が加速中か'减速中かを判別するステツブと、

( c ) 前記ステップ（ a ) で電圧指令が飽和していると判別され、且つ前記ステップ（ b ) でサ一ボモータが減速中であると判別されたときにのみ、 D相電流制御器の積算器を書換えるステップと、を備えたサーボモータの電流制御方法。

2 . 交流 3 相電流を D相及び Q相の直流 2 相電流に、又、 D相及び Q相の直流 2相電圧を交流 3 相電圧に変換する D Q変換を行ない、 D相電流制御器及び Q相電流制御器により電力増幅器へ電圧指令を発してサーボモータの電流を制御する方法であって、

( b ) サーボモータが加速中か減速中かを判別するステツブと、

( c ) 前記ステップ（ a ) で電圧指令が飽和していると判別され、且つ前記ステップ（ b ) でサ一ボモータが加速中であると判別されたときに、 Q相電流制御器の積算器のみを書換えるステップと、を備えたサーボモータの電流制御方法。

3 . 前記ステップ（ c ) は、前記電力増幅器が前記最大電圧を出力する電圧指令を D相電流制御器が発するように D相電流制御器の積算器を書換えるステップを含む、請求の範囲第 1 項に記載のサーボモータの電流制御方法。

4 . 前記ステップ（ c ) は、前記電力増幅器が前記最大電圧を出力する電圧指令を Q相電流制御器が発するように Q相電流制御器の積算器を書換えるステップを含む、請求の範囲第 2 項に記截のサーボモータの電流制御方法。

5 . 前記ステップ（ a ) は、 D相及び Q相の電圧指令のべクトル和が前記電力増幅器の最大電圧を超えているか否かを判定するステップを含む、請求の範囲第 1 項又は第 2項に記載のサーボモータの電流制御方法。

6 . 前記ステップ（ b ) は、サーボモータの回転方向と Q相電流指令の正負の符号に基づいてサーボモータが加速中か減速中かを判別するステップを含む、請求の範囲第 1 項又は第 2 項に記載のサーボモータの電流制御方法。