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WO1993019527A1 - Hybrid coupler - Google Patents

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Publication number
WO1993019527A1
WO1993019527A1 PCT/JP1993/000321 JP9300321W WO9319527A1 WO 1993019527 A1 WO1993019527 A1 WO 1993019527A1 JP 9300321 W JP9300321 W JP 9300321W WO 9319527 A1 WO9319527 A1 WO 9319527A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
hybrid
layer
inductor
inductors
capacitor
Prior art date
Application number
PCT/JP1993/000321
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Katuhiko Hayashi
Hiroshi Ikeda
Akira Aotani
Original Assignee
Tdk Corporation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP6301592A external-priority patent/JP2695342B2/ja
Priority claimed from JP4317056A external-priority patent/JPH06163321A/ja
Priority claimed from JP31809292A external-priority patent/JP3260181B2/ja
Priority claimed from JP04338452A external-priority patent/JP3126244B2/ja
Application filed by Tdk Corporation filed Critical Tdk Corporation
Priority to US08/117,139 priority Critical patent/US5382925A/en
Priority to EP93906788A priority patent/EP0585469B1/en
Priority to DE69321907T priority patent/DE69321907T2/de
Publication of WO1993019527A1 publication Critical patent/WO1993019527A1/ja

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/48—Networks for connecting several sources or loads, working on the same frequency or frequency band, to a common load or source
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H1/00—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network

Definitions

  • the present invention relates to a hybrid coupler that can be used as a phase shifter, a distributor, a synthesizer, or the like in a wireless device such as a cordless phone, a mobile phone, or other various communication devices.
  • a wireless device such as a cordless phone, a mobile phone, or other various communication devices.
  • hybrid power bra power brass using a hybrid circuit
  • a hybrid coupler is a circuit that has three or more ports (input / output terminals), and is used as a power distributor or combiner, or as a phase shifter.
  • FIGS. 9 to 16 are diagrams showing a conventional example
  • FIG. 9 is a block diagram of a hybrid power blur
  • FIG. 10 is an example of a circuit of a capacitively coupled hybrid coupler
  • FIG. 11 is an inductively coupled hybrid
  • Fig. 12 is an example of the implementation of a high-powered convertor
  • Fig. 13 is the phase shift characteristic of an inductively coupled hybrid
  • Fig. 14 is the passband characteristic of the inductively coupled hybrid
  • Fig. 1 5 shows the phase shift characteristics of the capacitively coupled hybrid force blur
  • FIG. 16 shows the passband characteristics of the capacitively coupled hybrid coupler.
  • C1 to C6 and C11 to C14 are capacitors
  • L1, L2, and L11 to L14 are inductors
  • P1 to P3 are capacitors.
  • H input / output terminal
  • HY indicates a hybrid circuit
  • Re indicates a resistor
  • Pt indicates a board (blind circuit board).
  • the hybrid power bra is connected to the hybrid circuit HY as shown in Fig. 9.
  • three ports P1 to P3 are provided, and a resistor Re is connected to a portion that is not a port.
  • Figures 10 and 11 show that 90 is applied to ports P2 and P3 when a signal is input to port P1. 90 so that signals with different phases appear.
  • This is a circuit example of a hybrid cobbler that realizes a phase shifter.
  • FIG. 10 is a circuit example of a capacitive coupling type hybrid coupler formed by combining a hybrid circuit HY with capacitors C1 to C6 and inductors L1 and L2.
  • This is an example of a circuit of an inductive hybrid convertor in which the hybrid circuit HY is composed of capacitor capacitors C11 to C14 and inductors L11 to L14.
  • the inductance values of the inductors L1, L2, and L11 to L14 are represented by L1, L2, and L11 to L14, respectively.
  • the capacitance (capacitance) values of the capacitors C1 to C6 and CI1 to C14 are expressed as C1 to C6 and C11 to C14, respectively, the element constant of each inductor and capacitor Is set as follows.
  • FIG. 10 Figure 12 shows an example of a capacitively coupled hive single- ended switch with the circuit configuration shown in Fig. 12.
  • the inductors L1 and L2, the capacitors C1 to C6, and the resistor Re are configured by discrete components, and these components are mounted on the board Pt.
  • the error ⁇ ⁇ of the phase difference between the signals obtained from the ports ⁇ 2 and ⁇ 3 depends on the following value of ⁇ .
  • the inductance values of the inductors L 11 to L 14 are represented by L 11 to L 14, respectively, and the capacitance values of the capacitors C 11 to C 14 are represented by C 11 Expressed as ⁇ C14, ⁇ is as follows.
  • FIGS. 13 to 16 the horizontal axis of each figure represents the frequency f (MHZ), the vertical axis of FIGS. 13 and 15 is the phase difference ⁇ , and the vertical axes of FIGS. 14 and 16 are: Indicates the output ratio (dB).
  • the phase difference between the signals output to the ports P 2 and P 3 is ⁇ , and the frequency of the signal is: f (MHZ). ).
  • the phase difference ⁇ is 90 °-3 ° ⁇ 90. + 3.
  • the frequency band that satisfies the above condition is the target frequency band, and this frequency band (bandwidth) is shown by “F BJ.
  • the frequency band (bandwidth) “FB” is higher in the case of the inductively coupled hybrid force blur (characteristics in Fig. 13) than in the case of the capacitively coupled hybrid cable ( Figure 1). (Characteristic 5)).
  • the inductively-coupled hybrid force bra (characteristics in Fig. 13) has a smoother change in phase shift characteristics than the capacitively-coupled hybrid force bra (characteristics in Fig. 15).
  • 1 ⁇ 1 N2 indicates the insertion loss characteristics between ports P1 ⁇ ⁇ P3
  • N3 indicates the insertion loss characteristics between ports P1 ⁇ P2.
  • the frequency band (bandwidth) in which the isolation between the ports P2 and P3 is equal to or greater than 20 dB is indicated as “FB1”.
  • the frequency band (bandwidth) of the insertion loss up to “3 dB + 1 dB” is indicated as “FB 2”.
  • the bandwidth “F B1” of the isolation characteristic is not much different between the inductively coupled hybrid power bra and the capacitively coupled hybrid power bra.
  • the bandwidth “F B 2” of the insertion loss characteristic is wider for the inductively coupled hybrid force braver than for the capacitively coupled hybrid curbler.
  • the inductively coupled hybrid coupler when designed as a 90 ° phase shifter, can design a wider target frequency bandwidth (FB 2) for the passband characteristic than the capacitively coupled hybrid coupler, and can be mass-produced. This is also advantageous.
  • the inductors and capacitors that make up the hybrid coupler are composed of discrete components.
  • ⁇ 1 may not be achieved.
  • the phase difference error ⁇ p between the signals obtained from the ports P 2 and P 3 increases.
  • the inductive coupling type hybrid convertor has a smoother change in the phase shift characteristic than the capacitive coupling type hybrid convertor.
  • Wide bandwidth “FB” in phase shift characteristics (90 ° — 3; ⁇ ⁇ 90 ° + 3 ° band).
  • the bandwidth “FB2J in the input loss characteristics (3 dB + ldB band) is wide.
  • the inductively coupled hybrid switcher when designed as a 90 ° phase shifter, can design a wider bandwidth (FB, FB2) than the capacitively coupled hybrid switcher, and is also advantageous in terms of mass productivity. It is.
  • inductively coupled hybrid force brass is a circuit mainly composed of inductors, so that there are many magnetic field couplings between inductors. Therefore, it is not suitable for miniaturization of a hybrid coupler using an inductive coupling type hybrid circuit.
  • the capacitively coupled eight-hybrid convertor when designed as a 90 ° phase shifter, has a less smooth change in the phase shift characteristic than the inductively coupled hybrid convertor, and the phase shift characteristic (90 °) — 3. ⁇ ⁇ 90 ° + 3.
  • Bandwidth “FB” at band is narrower.
  • the bandwidth “FB 2” in the input loss characteristic (3 dB + 1 dB band) is also narrower.
  • the capacitively coupled hybrid coupler cannot be designed to have a wider bandwidth (FB, FB2) than the inductively coupled hybrid coupler.
  • An object of the present invention is to improve the characteristics of a hybrid convertible by reducing the dispersion of components constituting the hybrid convertible. Thereby, for example, when the hybrid power blur is designed as a phase shifter, it is possible to reduce the error ( ⁇ ) of the phase difference of the signal obtained from the output port.
  • Another object of the present invention is to realize an inductively coupled hybrid cover that is small in size by using an inductively coupled hybrid circuit having a wide band characteristic.
  • Still another object of the present invention is to reduce the size of the hybrid force bra to a small SMD (surface mounting component) and improve the mass productivity of the hybrid force bra. Disclosure of the invention
  • a hybrid coverr using a hybrid circuit includes a set of a plurality of elements for which the element constants need to have the same value among the elements constituting the hybrid coverr. Are set in the same layer using a conductor pattern.
  • a set of a plurality of elements that need to have the same element constant may be a plurality of inductors.
  • a set of a plurality of elements that need to have the same element constant may be a plurality of capacitors.
  • the above-mentioned hybrid power bra is composed of an inductor portion in which the hybrid power bra is set on a part of the dielectric layer of the multilayer substrate and a different dielectric layer.
  • the inductor portion and the capacitor portion are arranged at positions facing each other in the stacking direction of the multilayer substrate, and the inductor portion and the capacitor portion are disposed between the inductor portion and the capacitor portion. It is preferable to set a spacer layer to increase the interval between the parts.
  • the spacer layer is formed of a low dielectric constant material having a dielectric constant ( ⁇ 2 ) lower than the dielectric constant (St) of the dielectric layer forming the capacitor portion. 1> ⁇ 2 ) is preferred.
  • the thickness (TL) of the layer (dielectric layer or insulator layer) constituting the inductor portion is thinner (TL) than the thickness (TO) of other layers excluding the above-mentioned capacitor portion. ⁇ TO) It is desirable to set.
  • L11 to L14 are set on the same layer (insulator layer) of the multilayer board by a conductor pattern, and two inductors (L 13, L14) are set next to each other, and on both sides of these inductors (L13, L14), the inductance value is small at a substantially intermediate position (an intermediate position between L13 and L14).
  • the above four capacitors (C ll, C 12, CI 3, C 14) are set on a layer (dielectric layer) different from the layer on which the inductor is set, using a conductor pattern. It is also preferable that two capacitors (C 11 to C 14) are set side by side on the same layer (dielectric layer) to form an inductive hybrid coupler. .
  • a hybrid circuit In general, a hybrid circuit is configured to input a signal from the input port of the hybrid power blur and obtain two signals having a predetermined phase shift from each other from the two output ports. It is necessary to set a certain set of elements to the same element constant (inductance value or capacitance value). Therefore, a set of elements (inductors and capacitors) that require the element constants to be set to the same value, such as the above-mentioned hybrid cover, is set using a conductor pattern in the same layer of the multilayer substrate. ⁇
  • the multilayer substrate is a ceramic multilayer substrate
  • the shrinkage of the substrate and the pattern formed the elements due to firing are under the same conditions, so the variation between the elements in the substrate in the above relationship is extremely small.
  • the constant relation of the inductors is a symmetric relation, and there is a relation of La ⁇ Lb.
  • an inductor (L3, L4) with a large inductance value is placed adjacent to the approximate center of a predetermined layer (insulator layer) of a multilayer substrate, and inductors with a small inductance value are placed on both sides thereof. (L l, L 2).
  • Such an arrangement is suitable for miniaturization of a hybrid cover and is advantageous in view of coupling between inductors.
  • a certain degree of magnetic field coupling occurs between inductors having a large inductance value, but there is almost no magnetic field coupling between inductors having a small inductance value.
  • the capacitor electrode pattern on the hot side is patterned (targeted) on one layer (dielectric layer), so that the capacitor can be used during mass production. It can be formed stably.
  • FIG. 1 is an exploded perspective view of a hybrid convertible according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a perspective view of the eight-bridged cobbler in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a capacitive coupling type hybrid circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram of the hybrid coupler shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an arrangement of inductors according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the arrangement of capacities in the second embodiment.
  • FIG. 7 is an exploded perspective view of a hybrid force bra according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a perspective view of a hybrid cobbler according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram of a hybrid convertible.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a circuit example of a capacitively coupled hybrid coupler.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a circuit example of an inductively coupled hybrid coupler.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a specific implementation example of a conventional hybrid convertor.
  • FIG. 13 is a diagram showing the phase shift characteristics of an inductively coupled hybrid force bra.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating the passband characteristics of the inductively coupled hybrid force bra.
  • Figure 15 is a diagram showing the phase shift characteristics of a capacitively coupled hybrid coupler. '
  • Figure 16 shows the passband characteristics of the capacitively coupled hybrid coupler.
  • a set of a plurality of elements whose element constants need to be set to the same value is set in the same layer of the multi-layer substrate, so that the element With less variation is there.
  • FIGS. 1 to 4 are views showing a first embodiment
  • FIG. 1 is an exploded perspective view of an eight-piece hybrid
  • FIG. 2 is a perspective view of a hybrid kit (complete view)
  • FIG. 3 is a hybrid force.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the bra
  • FIG. 4 is an explanatory diagram of the hybrid convertible shown in FIG.
  • FIGS. 1 to 3 the same components as those in FIGS. 9 to 11 are denoted by the same reference numerals.
  • 1 is a multilayer board
  • 111 to 1-16 are the first to sixth layers (dielectric layers) of the multilayer board
  • 3-1 to 3-4 are inductor patterns
  • 411 to 418 Indicates a capacitor electrode pattern
  • 5 indicates a GND electrode pattern
  • 7-1 to 7-6 indicate external terminals.
  • the hybrid coupler of the present embodiment is an example in which a capacitive coupling hybrid coupler is realized as an SMD (Surface Mount Component) module using a multilayer substrate, and the circuit configuration is as shown in FIG.
  • the hybrid power brass uses a multilayer substrate (for example, a ceramic multilayer substrate), and a capacitor C 1 on the first layer 11 to the sixth layer 116 (dielectric layer).
  • C6 the inductors L1, L2, and the resistance Re are formed as a thick film element.
  • a resistance pattern 2 is formed, on the second layer 112, inductor patterns 3-1 and 3-3 are formed, and on the third layer 113 Are formed with inductor patterns 3-2 and 3-4.
  • capacitor electrode patterns 411, 412, 413, and 414 are formed, and on the fifth layer 115, the capacitor electrode pattern is formed. 415, 416, 417, and 418 are formed, and a GND electrode pattern (solid pattern) 5 is formed on the fifth layer 115.
  • the above resistor pattern 2, inductor pattern 3-1 to 3-4, key Capacitor electrode patterns 4-1 to 4-8,-GND electrode patterns 5 are all formed as independent patterns, and the part connected to the external terminals is extended to the side of the multilayer board to form a pattern.
  • the resistor pattern 2 is formed by, for example, printing a resistor base, and includes an inductor pattern 3-1 to 3-4, a capacitor electrode pattern 411 to 418, and a GND electrode pattern. 5 is formed, for example, by printing a conductor base.
  • each of the layers formed on the first layer 11 to the sixth layer 116 connects the portions indicated by the dotted lines in FIG. As shown in (1), predetermined portions are connected by external terminals 7-1 to 6 provided on the side surface of the multilayer substrate 1.
  • 7-1 is used as port P1
  • 7-4 is used as port P2
  • 7-6 is used as port P3.
  • 5 is used as an electrode on the GND side.
  • a hybrid force bra is realized as an SMD module.
  • portions corresponding to points a to d shown in the circuit diagram of FIG. 3 and portions at the same potential as these points are denoted by a to d.
  • the resistance pattern 2 formed on the first layer 11 of the multilayer substrate 1 forms the resistance Re.
  • One end of the resistor pattern 2 is connected to the GND electrode pattern 5 on the sixth layer 116 by an external terminal 7-2, and the other end is connected to the fifth layer 115 by an external terminal 7-3. This is connected to the capacitor electrode patterns 418, and this point becomes b.
  • the inductor pattern 3-1 on the second layer 1-2 and the inductor pattern 3-1 on the third layer are connected by the dotted line in the figure.
  • the inductor pattern 3-3 on the second layer 112 and the inductor pattern 3-4 on the third layer 113 are connected by a dotted line in the drawing to form an inductor L2.
  • each end of the inductor patterns 3-1 to 3-4 is connected to the capacitor electrode pattern 4 on the fifth layer 1-5 by the external terminals 7-1, 7-3, 7-4, and 7-6, respectively. Connected to 1-5 to 4-8, and become a to d.
  • the capacitor electrode patterns 4-1 to 4-1 on the fourth layer 114 and the capacitor electrode patterns 415 to 418 on the fifth layer 115 are connected by dotted lines as shown in the figure. To d.
  • the GND electrode pattern 5 constitutes a GND electrode on the GND side.
  • the GND electrode pattern 5 and the capacitor electrode patterns 415 to 418 constitute the following capacitors.
  • a capacitance C1 is formed between the capacitor electrode patterns 416 and the GND electrode pattern 5, and a capacitor C3 is formed between the capacitor electrode patterns 418 and the GND electrode pattern 5. Further, a capacitor C4 is formed between the capacitor electrode patterns 417 and the GND electrode pattern 5, and a capacitor C6 is formed between the capacitor electrode patterns 415 and the GND electrode pattern 5.
  • Inductor L1 and L2 are the second layer 1-2 and the third layer
  • the capacitors C 2 and C 5 are configured using the fourth layer 1-4 and the fifth layer 1-5
  • the capacitors C 1, C 3, C 4, and C 6 is configured using a fifth layer 115 and a sixth layer 1-6.
  • the inductors L1 and L2 are configured using the same layer of the multilayer substrate
  • the capacitors C2 and C5 are also configured using the same layer of the multilayer substrate
  • the capacitors C1, C3, C4, and C6 is also configured using the same layer of the multilayer substrate.
  • the inductors L1 and L2, the capacitors C2 and C5, and the capacitors C1, C3, C4, and C6 are formed using the same layer of the multilayer substrate, the Since the shrinkage and the like are under the same conditions, variations among the elements (L1 and L2, C2 and C5, and C1, C3, C4, and C6) can be extremely reduced.
  • the inductively-coupled hybrid power blur having the circuit configuration shown in FIG. 11 can also be made into an SMD module using a multilayer substrate, as in the above-described embodiment.
  • the inductors L13 and L14, the inductors L11 and L12, and the capacitors C11, C12, C13, and C14 are set on the same layer of the multilayer substrate.
  • the multilayer substrate not only a ceramic multilayer substrate but also a resin-based (eg, glass-epoxy resin) multilayer substrate can be used.
  • the number of layers of the multilayer substrate may be arbitrary. _
  • the multilayer substrate is a ceramic multilayer substrate
  • the shrinkage of the substrate and the pattern formed by firing under the same conditions so that the dispersion between the elements in the substrate in the above relationship is extremely small.
  • the inductively coupled hybrid force bra having excellent characteristics is reduced in the size of the compact SMD by reducing the magnetic field coupling between the inductors. This is an example.
  • the mass productivity of the hybrid force bra is also improved.
  • a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. I will tell.
  • FIGS. 5 to 8 are views showing a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is an explanatory view of the arrangement of inductors
  • FIG. 6 is an explanatory view of the arrangement of capacitors
  • FIG. FIG. 8 is an exploded perspective view
  • FIG. 8 is a perspective view of a hybrid force bra.
  • 1 1 1 1 1 to 1 1-7 are the first to seventh layers (dielectric layers) of the multilayer substrate
  • 1 2 1, 1 2-2, 1 3-1, 1 3-2, 14-1, 14-2, 15-1, and 15-2 are inductor patterns
  • 16 is GND electrode pattern
  • 17 to 20 are capacitor electrode patterns
  • 21 to 26 Indicates external electrodes (external terminals).
  • the circuit configuration of the inductively coupled hybrid coupler used in this embodiment is the same as the circuit of the inductively coupled hybrid coupler shown in FIG. Therefore, description will be made with reference to FIG.
  • the inductors that are magnetically coupled to each other are considered from the beginning of design, and the inductor constants are set.
  • the inductor is placed (patterned) on the multilayer substrate.
  • the constant relation of the inductor is a symmetric relation (see FIG. 16), and there is a relation of La ⁇ Lb.
  • the inductors L13 and L14 with large inductance values are placed at the approximate center of the sheet (insulator layer) of the multilayer board.
  • the inductors L 11 and L 12 are used to reduce the magnetic field coupling with the inductors L 13 and L 14. It is located on both sides of L13 and L14 and in the middle of both inductors L13 and L14 (L11 and [:]: Adjacent part between L12 and L13 and L4 is minimized Do).
  • the inductors L13 and L14 are arranged adjacent to each other in the approximate center of the sheet (insulator layer), which is suitable for miniaturization. Considering that, the inductors L13 and L14 cause some magnetic field coupling, but there is almost no magnetic field coupling between the inductor L11 and the inductor L12.
  • the magnetic field coupling between the inductors L11 and L13, between the inductors L11 and L14, between the inductors L12 and L13, and between the inductors L12 and L14 are also arranged as described above (L13 L11 and L12 are arranged on both sides of L14 and L14, and at the middle position between them, thereby minimizing magnetic field coupling.
  • L13 L11 and L12 are arranged on both sides of L14 and L14, and at the middle position between them, thereby minimizing magnetic field coupling.
  • these capacitors are arranged as shown in FIG. That is, the four capacitors Cll, C12, C13, and C14 are patterned (symmetrically arranged) on one sheet (dielectric layer). In this way, a capacitor can be formed stably.
  • the inductor and the capacitor of the above-described hybrid circuit are formed on each sheet (such as a dielectric layer) of a multi-layer substrate by a conductor pattern (formed by printing a conductor paste or the like).
  • the conductor pattern is patterned using the sheets (dielectric layers and the like) of the first layer 11-1 to the seventh layer 11-7, and the hybrid is formed. Make up the force bra.
  • the inductor portions are formed on the sheets of the second layer 111 and the third layer 113 of the multilayer substrate, and the fifth layer 111-5, the sixth layer 111-6, and the seventh layer 111 are formed.
  • a capacitor section is formed on the sheet 17. The details are as follows.
  • the first layer 111 is used as a protective layer without any patterning.
  • the inductors L 11, L 12, L 13, and L 14 are shown in Fig. 5 for the second layer 111 and the third layer 113 (dielectric or insulator layer). It is formed in a disposition.
  • the conductor patterns 12-1, 13-1, 14-1, and 15-1 are formed by printing a conductor paste or the like, and the third layer 111 is formed.
  • the inductor patterns 12-2, 13-2, 14-12, and 15-2 are formed as shown in the figure by printing a conductor paste or the like.
  • the inductor pattern on the second layer 111 and a predetermined portion of the inductor pattern on the third layer 113 are connected by a via (Via) (the dotted line in the figure), and the inductor L 1 1, L12, L13, and L14.
  • inductor pattern 12-1 and 12-2 constitute the inductor L11
  • the inductor pattern 13-1 and 13-2 constitute the inductor L12
  • the inductor pattern 141-1 Inductor L13 is composed of 1 and 14-12
  • inductor L14 is composed of inductor patterns 15-1 and 15-12.
  • the fourth layer 1 1 1 4 is a spacer layer and does not put anything. This spacer layer is used to reduce the insertion loss of the hybrid cover by increasing the distance between the inductor and the capacitor (details will be described later).
  • the GND electrode pattern 16 is To form a solid pattern. This GND electrode 16 pattern is used as the GND electrode of the capacitor.
  • the sixth layer 11-16 has the capacitor electrode patterns 17-20 (all the electrodes on the hot side other than the GND side) 17-20 for the capacitors Cll, C12, C13, and C14 in Fig. 6. It is formed by arrangement (formed symmetrically with respect to the center of the substrate). However, the capacitor electrode pattern 17 is an electrode of the capacitor C11, the capacitor electrode pattern 18 is an electrode of the capacitor C12, the capacitor electrode pattern 19 is an electrode of the capacitor C13, and the capacitor electrode pattern 20 is a key. This is the electrode of C14.
  • the GND electrode pattern 16 is formed as a solid pattern by printing a conductive paste or the like. This GND electrode pattern 16 is used as the GND side electrode of the capacitor.
  • the GND electrode pattern 16 is formed outside the capacitor, the structure is less affected by the bottom surface.
  • Fig. 8 shows a perspective view of the hybrid module completed in this way.
  • external electrodes (external terminals) 21 to 26 are formed at both ends of the hybrid force bra.
  • 21 is the electrode of port P1
  • 22 is the electrode of port P2
  • 23 is the electrode of port P3
  • 24 is the electrode for terminating resistor Re connection
  • 25 and 26 are the GND electrodes (G External electrode on the ND side).
  • the spacer layer of the fourth layer 111 will be described.
  • the hybrid cover is formed by laminating an inductor portion and a capacitor portion so as to face each other in the laminating direction of the multilayer substrate.
  • the inductor section is located close to the capacitor section.
  • the inductor pattern on the lower side of the inductor section and the capacitor electrode pattern on the upper side of the capacitor section are extremely close to each other. , And are placed facing each other.
  • the decrease in the impedance of the inductor can be compensated for by slightly increasing the inductor pattern.
  • increasing the inductor pattern lengthens the inductor pan (longer conductor length) and increases the actual resistance of the inductor. As a result, the Q of the inductor decreases.
  • the distance (distance) between the inductor portion and the capacitor portion is increased by providing a spacer layer of the fourth layer 114 (compared to the case of FIG. 1).
  • the stray capacitance generated between the conductor pattern of the inductor portion and the capacitor portion is reduced, so that a high CU droid of the inductor can be realized.
  • a compact, small-sized hybrid coupler can be realized.
  • the thickness of the spacer layer must be equal to or greater than the layer in which the inductor is patterned. Further, in order to obtain a required thickness, it is possible to form a spacer layer by laminating a plurality of dielectric sheets.
  • the thickness of the fourth layer 114 which is the spacer layer, is too large, it becomes difficult to control the binder removal and firing. Therefore, it is necessary to decide after considering the shape of the whole filter.
  • the overall thickness is less than 2 mm.
  • the spacer layer of the fourth layer 114 is lower than the dielectric constant ( ⁇ t) of the fifth layer 115 and the sixth layer 116 constituting the capacitor portion. It is composed of a low dielectric constant material with a low dielectric constant (& 2) (£, ⁇ £ 2).
  • the floating capacitance between the inductor portion and the capacitor portion can be extremely reduced.
  • dielectric constant material dielectric constant ⁇ 1
  • ⁇ 1 dielectric constant material
  • the number of layers may be further increased (the number of dielectric layers is increased) as compared with FIG. In this case, all the electrodes of the four capacitors are patterned into the same layer.
  • the inductor section may be further multilayered. In this case, the arrangement of the inductors must be the same as in the above embodiment.
  • the terminating resistor Re may be connected to the external electrode 14 of the hybrid force blurr, or may be mounted on a multilayer board constituting the hybrid force blur.
  • the inductively coupled hybrid convertor has a smoother change in the phase shift characteristic than the capacitively coupled hybrid convertor, and the phase shift characteristic (90. 1-3 ° ⁇ 90 ° +3)
  • the bandwidth “FB” in the band is wide.
  • the bandwidth “F B 2” in the insertion loss characteristics (3 dB + 1 dB band) is wide.
  • the inductively coupled hybrid switcher when designed as a 90 ° phase shifter, can design a wider bandwidth (FB, FB2) than the capacitively coupled hybrid switcher, and is also advantageous in terms of mass productivity. .
  • the symmetrical arrangement as in the above embodiment is formed stably by printing or other method, so that even when the product is mass-produced, the characteristics are stable. Can be secured.
  • the third embodiment is a modified example of the second embodiment, in which the thickness of the layer of the inductor section is reduced, thereby achieving a higher Q of the inductor and realizing a thin hybrid coupler. is there.
  • the value of the inductor is about several tens nH to 200 nH, which is a frequency band in which no fluorescent material can be used.
  • nH a frequency band in which no fluorescent material can be used.
  • an air-core inductor is used as the inductor.
  • the thickness of the second layer 111 constituting the inductor portion is different from that of the other layers (the first layer 115) except for the fifth layer 111 and the sixth layer 111 which constitute the capacitor portion. It should be a thinner layer than the layers 11-11, the third layer 111, the fourth layer 111, and the seventh layer 117).
  • TL be the thickness of the second layer 111, the first layer 111, the third layer 111, the fourth layer 111, and the seventh layer 111-7 (these When the thickness of the fifth layer 11-5 and the thickness of the sixth layer 11-16 is TC, the distance between TL and TO is Have a relationship.
  • the thickness TC of the sixth layer 11-16 of the capacitor portion is usually set smaller than the thickness T0, but the relationship with the thickness TL is arbitrary.
  • T 0 160 m
  • T L 80 m
  • T C 40 ⁇ .
  • the thickness TL of the inductor portion varies depending on the inductance value of the inductor to be set, but is set to about 25 to 75% with respect to the above thickness T O. If the inductance value of the inductor is large, it is particularly effective to set T L to a small value.
  • the following effect is obtained in addition to the effect of the second embodiment.
  • the inductor has a high CI. For this reason, a high inductance value (about 100 nH) can be set in a small module. In addition, as the inductor layer becomes thinner, the entire module can be made thinner. For this reason, the binder removal at the time of manufacturing and the firing step are further facilitated.
  • the present invention is used for, for example, wireless devices such as cordless phones and mobile phones, or various other communication devices.

Landscapes

  • Production Of Multi-Layered Print Wiring Board (AREA)
  • Coils Or Transformers For Communication (AREA)

Description

明 細 書
ハイプリ V ドカブラ 技術分野
この発明は、 コードレスホン、 携帯電話機等の無線機器、 又はそ の他の各種通信機器等において、 移相器、 分配器、 又は合成器等と して利用可能なハイプリ ッ ドカブラに関する。 背景技術
従来、 各種無線機器、 又は他の通信機器等において、 ハイブリ ツ ド回路を使用した力ブラ （以下、 単に 「ハイブリッ ド力ブラ」 とい う） が用いられていた。
ハイプリ ドカブラ （hybrid coupler) は、 3つ以上のポート （ 入 /出力端子） を持った回路であり、 電力の分配器又は合成器とし て用いられたり、 移相器として用いられたりする。
以下、 従来のハイブリッ ド力ブラを、 図面を参照しながら説明す る。
図 9〜図 1 6は従来例を示した図であり、 図 9はハイブリッ ド力 ブラのブロック構成、 図 1 0は容量結合型ハイプリ ッ ドカブラの回 路例、 図 1 1は誘導結合型ハイブリッ ド力ブラの回路例、 図 1 2は ハイプリ ヅ ドカブラの実装例、 図 1 3は誘導結合型ハイプリッ ドカ ブラの移相特性、 図 1 4は誘導結合型ハイプリッ ドカブラの通過帯 域特性、 図 1 5は容量結合型ハイブリッ ド力ブラの移相特性、 図 1 6は容量結合型ハイプリッ ドカブラの通過帯域特性をそれぞれ示し た図である。
図 9〜図 1 6中、 C 1〜C 6、 及び C 1 1〜C 1 4はキャパシタ 、 L l、 L 2、 及び L 1 1〜L 1 4はインダクタ、 P 1〜P 3はポ ート （入ノ出力端子） 、 H Yはハイブリ ッ ド回路、 R eは抵抗、 P tは基板 （ブリント回路基板） を示す。
ハイブリ ッ ド力ブラは、 図 9のように、 ハイブリ ッ ド回路 H Yに 、 3つのポート P 1〜P 3を設け、 ポートとしない部分に、 抵抗 R eを接続した構成となっている。
( 1 ) ハイプリ ッ ドカブラの構成等の説明
図 9のハイブリッ ドカブラにおいて、 ポ一卜 P 1に信号を入力す ると、 ポー卜 P 2及び P 3の両方に舉号が現れる （分配器として使 用する場合） 。 しかし、 ポート P 2に信号を入力すると、 ポート P 1には信号が現れるが、 ポート P 2及び P 3間にはアイソレーショ ンがあるため、 ポート P 3には信号が現れない。
また、 ポート P 3に信号を入力した場合にも、 ポート P 1には信 号が現れるがポート P 2には、 信号が現れない。 更に、 ポート P 2 及び P 3に同時に信号を入力すると、 これらの信号が合成されてポ ート P 1に現れる （合成器として使用した場合） 。
図 1 0及び図 1 1は、 ポート P 1に信号を入力した場合、 ポ一卜 P 2及び P 3に 90。 位相の異なる信号が現れるようにして、 90 。 移相器を実現したハイプリッ ドカブラの回路例である。
図 1 0の例は、 ハイブリッ ド回路 HYを、 キャパシタ C 1〜C 6 と、 インダクタ L 1〜L 2で搆成した容量結合型ハイプリッ ドカブ ラの回路例であり、 図 1 1の例は、 ハイブリッ ド回路 HYを、 キヤ パシタ C 1 1〜C 14と、 インダクタ L 1 1〜L 1 4で構成した誘 導型ハイブリ ドカブラの回路例である。
図 1 0及び図 1 1の回路例において、 ィンダクタ L 1、 L 2、 及 び L 1 1〜L 1 4のィンダクタンス値をそれぞれ L 1、 L 2、 及び L 1 1〜 L 14で表現し、 キャパシタ C 1〜C 6、 及び C I 1〜C 14の容量 （静電容量） 値をそれぞれ C 1〜C 6、 及び C 1 1 ~C 1 4で表現した場合、 各インダクタ及びキャパシタの素子定数を次 のように設定する。
すなわち、 L 1 =L 2、 C 2 =C 5、 C 1 = C 3 = C 4 = C 6、 L l l -L 1 2、 L 1 3 = L 14、 及び C 1 1 = C 1 2 = C 1 3 = C 14となるようにする。
上記ハイブリッ ド力ブラの具体な実装例として、 例えば、 図 1 0 に示した回路構成の容量結合型ハイブ1 ッ ドカブラの例を図 1 2に 示す。
この例では、 インダクタ L 1及び L 2、 キャパシ夕 C 1〜C 6、 並びに抵抗 R eをディスクリート部品で構成し、 これらの部品を基 板 P t上に実装している。
ところで、 図 1 2に示した回路構成の容量結合型ハイプリッ ドカ ブラでは、 ポート P 1に信号を入力し、 ポート P 2及び P 3から 9 0° 位相差のある信号を取り出す場合、 位相差の誤差 ε Ρ は、 次の Δの値に依存する。
今、 インダクタ L 1及び L 2のインダクタンス値をそれぞれ L 1 及び L 2で表現し、 キャパシタ C 1〜C 6の値をそれぞれ C 1〜C 6で表現すると、 △は次のようになる。
Δ = L 1 / L 2 , Δ = C 1 /C 3 , Δ = C 2 /C 5 Δ = C 6/ C4、 そして、 Δ= 1であれば ε Ρ = 0、 厶> 1又は厶< 1でぁれ ば ε Ρ = Ε (誤差有り） となる。
また、 図 1 1に示した回路構成の誘導結合型ハイブリッ ド力ブラ では、 ポート Ρ 2及び Ρ 3から得られる信号の位相差の誤差 ε Ρ は 、 次の Δの値に依存する。
この場合にも、 インダクタ L 1 1〜L 1 4のイ^/ダクタンス値を それぞれ L 1 1 ~L 1 4で表現し、 キャパシ夕 C 1 1〜C 1 4の容 量値をそれぞれ C 1 1〜C 1 4で表現すると、 △は、 次のようにな る。
Δ = L 1 3 /L 1 4 , Δ = L 1 1 / L 1 2 , Δ = C 1 1 /C 1 2 、 厶 = C 1 3ZC 1 4、 そして、 Δ = 1であれば ε ρ = 0、 Δ > 1 又は Δ< 1であれば、 ε Ρ = Ε (誤差有り） となる。
よって、 図 1 2のように、 ディスクリート部品でハイプリッ ドカ ブラを構成した場合、 各部品同士は、 バラツキを持っているため、 量産時では、 Δ = 1から外れた値となることがある。
そのため、 部品の付け替え等の調整を必要としていた。
( 2) ハイブリ ッ ド力ブラの特性の説明 上記誘導結合型ハイプリッ ドカブラ並びに容量結合型八イブリ ッ ドカブラの移相特性及び通過帯域特性 （90° 移相器としての特性 ) の 1例について、 図 1 3〜図 1 6を参照しながら説明する。
図 1 3〜図 1 6において、 各図の横軸は周波数 f (MHZ ) を示 し、 図 1 3、 図 1 5の縦軸は位相差 Φ、 図 14、 図 1 6の縦軸は、 出力比 （dB) を示す。
移相特性の説明
上記ノ\イブリ ツ ドカブラを、 移相器 （90° 移相器） として使用 した場合、 ポート P 1に信号を入力すると、 ポート P 2及びポート P 3に、 位相差のある信号が出力する。
図 1 3及び図 1 5では、 上記ポート P 2及び P 3に出力する信号 間の位相差を Φとし、 上記信号の周波数を : f (MHZ ) として、 各 特性 （90 移相器としての特性） を示してある。
すなわち、 上記ハイブリッ ド力ブラを、 90° 移相器として設計 した場合、 上記位相差 Φが、 90° - 3° ≤Φ≤90。 + 3。 の条 件を満たす周波数帯域が対象周波数帯域であり、 この周波数帯域 （ 帯域幅） を 「F BJ で図示してある。
同図から明らかなように、 周波数帯域 （帯域幅） 「F B」 は、 誘 導結合型ハイブリッ ド力ブラ （図 1 3の特性） の場合の方が、 容量 結合型ノ\イブリッ ドカブラ （図 1 5の特性） の場合よりも広くなつ てレ、る。
また、 誘導結合型ハイブリッ ド力ブラ （図 1 3の特性） の方が、 容量結合型ハイブリッ ド力ブラ （図 1 5の特性） よりも、 移相特性 の変化が滑らかである。
このように、 90β 移相器として設計した場合、 誘導結合型ハイ プリヅ ドカブラの方が、 容量結合型ハイプリヅ ドカブラよりも、 帯 域幅 （F B) を広く設計でき、 量産性の面でも有利である。
通過帯域特性の説明
ハイブリッ ド力ブラ （9 CT 移相器として使用した場合） の通過 帯域特性において （図 14及び図 1 6参照） 、 1^ 1はポート卩 2及 び P 3間のアイソレーション特性 （右側縦軸の数値） 、 N 2はボー ト P 1■→ P 3間の挿入損失特性、 N 3はポー卜 P 1→P 2間の挿入 損失特性を示す。
特性 N 1に関しては、 ポート P 2及び P 3間のアイソレ一ション が 2 0 d B以上である周波数帯域 （帯域幅） を、 「F B 1」 として 示してある。
また、 挿入損失特性 N 2及び N 3に関しては、 挿入損失が、 「3 d B + 1 d B」 までの周波数帯域 （帯域幅） を、 「F B 2」 として 示してある。
図から明らかなように、 アイソレーショ ン特性の帯域幅 「 F B 1 」 は、 誘導結合型ハイブリッ ド力ブラと、 容量結合型ハイブリ ッ ド 力ブラとの間であまり差がない。 しかし、 挿入損失特性の帯域幅 「 F B 2」 は、 誘導結合型ハイブリッ ド力ブラの方が、 容量結合型ハ イブリツ ドカブラよりも広くなつている。
すなわち、 90° 移相器として設計した場合、 誘導結合型ハイブ リ ツ ドカブラの方が、 容量結合型ハイプリッ ドカブラよりも、 通過 帯域特性の対象周波数帯域幅 (F B 2) を広く設計でき、 量産性の 面でも有利である。
( 3 ) 従来のハイプリッ ドカブラの問題点の説明
しかしながら、 このような従来のハイブリッ ド力ブラにおいては 、 次のような問題があった。
( a) ハイプリッ ドカブラにおいて、 ボート P 1から信号を入力 して、 ボート P 2、 P 3から位相差のある信号を取り出す場合、 そ の位相差の誤差 ε Ρ は、 インダクタンス値の比、 又は容量値の比で ある Δの値に依存する （Δ= 1であれば ε Ρ = 0 ) 。
従って、 ハイプリッ ド回路を構成する各ィンダクタや各キャパシ タに、 素子定数 （インダクタンス値、 容量値） のバラツキがあると 、 厶の値がバラツキ、 位相差の誤差 ε Ρ が大きくなる。
例えば、 図 1 2に示したように、 ハイプリッ ドカプラを搆成する インダクタや、 キャパシタを、 ディスクリート部品で構成し、 これ らの部品を基板に実装した場合には、 各部品同士でバラツキを持つ ているため、 量産時等では、 △= 1にならない場合がある。 その結 果、 ポ一ト P 2及び P 3から得られる信号間の位相差の誤差 ε p が 大きくなる。
(b) 例えばハイブリッ ド力ブラを、 9 0° 移相器として設計し た場合、 誘導結合型ハイプリッ ドカブラは、 容量結合型ハイプリッ ドカブラに比べて、 移相特性の変化が滑らかであり、 -該移相特性 （ 9 0° — 3。 ≤ φ≤9 0° + 3 ° 帯域） における帯域幅 「F B」 が 広い。 また、 揷入損失特性 （3 dB + l dB帯域） における帯域幅 「 F B 2 J も広い。
すなわち、 9 0° 移相器として設計した場合、 誘導結合型ハイブ リ ッ ドカブラの方が、 容量結合型ハイプリッ ドカブラよりも帯域幅 (F B、 F B 2 ) を広く設計でき、 量産性の面でも有利である。 しかしその反面、 誘導結合型ハイブリッ ド力ブラは、 インダクタ を主体とした回路であるため、 インダクタ間の磁界結合が多い。 従 つて、 誘導結合型ハイプリヅ ド回路によるハイプリッ ドカブラの小 型 SMD (表面実装部品） 化には適していない。
すなわち、 ハイブリッ ド力ブラの小型 SMD化を行うには、 同一 基板上に、 多数のィンダクタを互いに接近させて配置する必要があ る。 このため、 インダクタ間の磁界結合が多くなり、 所望の特性が 出しにくい。 従って、 上記のように、 小型 SMD化には適していな い。 .
( c) 容量結合型ハイブリッ ド力ブラは、 インダクタ数が少ない ため、 上記のようなインダク夕間の磁界結合も少ない。 従って、 こ の点では、 誘導結合型ハイブリッ ド力ブラよりも、 ハイブリ ッ ド力 ブラの小型 S MD化には適している。
しかしその反面、 9 0° 移相器として設計した場合、 容量結合型 八イブリッ ドカブラは、 誘導結合型ハイプリッ ドカブラに比べて、 移相特性の変化が滑らかでなく、 該移相特性 （9 0° — 3。 ≤ Φ≤ 9 0 ° + 3。 帯域） における帯域幅 「F B」 がより狭い。 また、 挿 入損失特性 （ 3 d B + 1 d B帯域） における帯域幅 「F B 2」 もよ り狭い。
すなわち、 9 0 ° 移相器として設計した場合、 容量結合型ハイブ リ ッ ドカブラは、 誘導結合型ハイプリッ ドカブラ程、 帯域幅 （ F B 、 F B 2 ) を広く設計できない。
従って、 量産時には、 製造時のバラツキの許容範囲が狭く、 小型 S M D化したハイブリツ ドカブラの量産には、 不向きである。
本発明の目的は、 ハイプリッ ドカブラを構成する部品のバラツキ を少なくすることにより、 ハイブリツ ドカブラの特性を改善するこ とである。 これにより、 例えば、 ハイブリッ ド力ブラを、 移相器と して設計した場合の出力側のポートから得られる信号の位相差の誤 差 （ ε Ρ ) を少なくすることができる。
本発明の他の目的は、 帯域特性の広い誘導結合型ハイプリッ ド回 路により、 小型 S M D (表面実装部品） 化した誘導結合型ハ.イブリ ッ ドカブラを実現することである。
本発明の更に他の目的は、 ハイブリッ ド力ブラを小型 S M D (表 面実装部品） 化し、 かつハイブリッ ド力ブラの量産性を向上させる ことである。 発明の開示
本発明によれば、 ハイブリッ ド回路 （Η Υ ) を用いたハイプリッ ドカブラは、 このハイブリツ ドカブラを構成する素子の内、 素子定 数を同一値にする必要のある複数の素子の組を、 多層基板の同一層 内に、 導体パターンを用いて設定している。
上記ハイブリツ ドカブラは、 素子定数を同一値にする必要のある 複数の素子の組が、 複数のィンダクタであるかもしれない。
上記ハイプリッ ドカブラは、 素子定数を同一値にする必要のある 複数の素子の組が、 複数のキャパシタであるかもしれない。
上記ハイブリ ッ ド力ブラは、 ハイブリッ ド力ブラを、 上記多層基 板の一部の誘電体層上に設定したインダクタ部と、 別の誘電体層上 に設定したキャパシタ部とで構成すると共に、 インダクタ部とキヤ パシタ部とを、 多層基板の積層方向で、 向かい合った位置に配置し 、 上記インダクタ部とキャパシタ部との間に、 インダクタ部及びキ ャパシタ部間の間隔を大きくするスぺーサ層を設定することが好ま しい。
上記ハイブリッ ド力ブラは、 スぺーサ層を、 キャパシタ部を搆成 する誘電体層の誘電率 （ S t ) よりも、 低い誘電率 （ ε 2 ) の低誘 電率材料で搆成している 1 〉 ε 2 ) ことが好ましい。
上記ハイブリ ッ ド力ブラは、 インダクタ部を構成する層 （誘電体 層、 又は絶縁体層） の厚み （TL) を、 上記キヤバシタ部を除く、 他の層の厚み （TO) よりも薄く （TL<TO) 設定したことが望 ましい。
ィンダクタンス値の小さい 2つのィンダクタ （L 1 1、 L 12 ： L l l =L 12 =L a) と、 ィンダクタンス値の大きい 2つのィン ダクタ （L 13、 L 14 : L 13 =L 14 = Lb) とからなる 4つ のィンダクタ （L 1 1〜L 14 ：但し L aく L b) を、 リング状と なるように、 互いに直列接続し、 上記インダク夕の各接続点に、 一 方の電極を接地したキャパシタ （C l l、 C 13、 C 12、 C 14 ) を接続すると共に、 上記接続点の内、 3つの接続点を、 それぞれ ポ一卜 （入 Z出力端子） （P l、 P 2、 P 3) の接続点とし、 残り の接続点を、 終端抵抗 （Re) の接続点とした誘導型ハイブリツ ド 回路 （HY) を使用し、 上記ィンダクタ （L 1 1〜L 14) と、 キ ャパシタ （C 1 1〜C 14) とを、 導体パターンにより、 基板に実 装した誘導結合型ハイブリッ ドカブラにおいて、 上記 4つのィンダ クタ （L 1 1〜L 14) を、 導体パターンにより、 多層基板の同一 層 （絶縁体層） に設定すると共に、 上記層 （絶縁体層） の略中央部 に、 インダクタンス値の大きい 2つのインダクタ （L 13、 L 14 ) を隣合わせて設定し、 かつ、 これらインダクタ （L 13、 L 14 ) の両脇であって、 その略中間位置 （L 13、 L 14の中間位置） に、 ィンダクタンス値の小さい、 残りの 2つのィンダクタ （ L 1 1 、 L 1 2 ) を設定して誘導型ハイプリ ッ ドカブラとすることも好ま しい。
さらに、 インダクタを設定した層とは別の層 （誘電体層） に、 導 体パターンにより、 上記 4つのキャパシタ （C l l 、 C 1 2、 C I 3、 C 1 4 ) を設定すると共に、 これら 4つのキャパシタ （C 1 1 〜C 1 4 ) を、 同一層 （誘電体層） に並べて設定して誘導型ハイブ リ ツ ドカブラとすることも好ましい。 。
以上述べた本発明によれば、 次のような作用、 及び効果が期待で きる。
( a ) 一般に、 ハイブリッ ド力ブラの入力側のポー卜から信号を 入力して、 出力側の 2つのポートから、 互いに所定の移相差のある 2つの信号を得るために、 ハイプリッ ド回路を構成する素子の内、 所定の素子の組を、 同一の素子定数 （インダクタンス値、 又は容量 値） に設定する必要がある。 そこで、 上記ハイプリ ッ ドカブラのよ うに、 素子定数を同一値に設定する必要がある素子 （インダクタ、 キャパシタ） の組を、 多層基板の同一層内に導体パターンを用いて 設定する。 ―
このようにすれば、 基板内の素子定数を同一値にする必要のある 複数の素子同士は、 同じ条件下で作製可能であるから、 上記関係に ある素子間のバラツキも最小限に押さえる事が出来る。
例えば、 多層基板がセラミック多層基板であった場合でも、 焼成 による基板や、 素子を形成したパターンの収縮は、 同じ条件下であ るため、 上記関係にある基板内の素子間のバラツキは極めて小さく 出来 O
すなわち、 Δの値は極めて Δ = 1に近い関係となる。 その結果、 出力ポー卜から得られる信号の位相差の誤差を少なく出来る。
( b ) また、 多層基板にインダク夕部を設定する場合、 上記ハイ プリ ドカブラのように、 相互に磁界結合するィンダクタを、 設計 当初から考えた上で、 インダクタ定数の設定を行い、 かつ、 インダ クタの配置を行う。 この場合、 各インダクタについて、 インダクタンスの値を、 L 1 = L 2 = L a、 L 3 = L 4 = L b、 L aく L bの関係で設定するこ とは、 上述の通りである。
すなわち、 インダクタの定数関係は、 対称的な関係であり、 また 、 L a < L bの関係がある。
そこで、 インダクタンス値の大きいインダクタ （L 3、 L 4 ) を 、 多層基板の所定の層 （絶縁体層） の略中央部に、 隣合うように配 置し、 その両側に、 インダクタンス値の小さいインダクタ （L l 、 L 2 ) を配置する。
このような配置は、 ハイプリヅ ドカブラの小型化にも適しており 、 また、 インダクタ間の結合を考えた上でも有利である。 この場合 、 インダクタンス値の大きいインダクタ間では、 ある程度の磁界結 合を起こすが、 インダクタンス値の小さいインダクタ間では、 磁界 結合は殆ど無い。
これにより、 それぞれのィンダクタ間の磁界結合が発生しても、 上記のような対称配置が、 印刷等の方法により安定して形成される ため、 製品の量産時にも安定した特性の確保が可能となる。
( c ) キャパシ夕部に配置するキャパシタについては、 ホッ ト側 のキャパシタ電極パターンを、 1つの層 （誘電体層） 上にパター二 ング （対象的に配置） することにより、 量産時に、 キャパシタも安 定的に形成出来る。 図面の簡単な説明
図 1は、 第 1の実施例におけるハイブリ ヅ ドカブラの分解斜視図 である。
図 2は、 第 1の実施例における八イブリッ ドカブラの斜視図であ る。
図 3は、 第 1の実施例における容量結合型ハイプリ ッ ド回路の回 路図である。
図 4は、 図 1に示したハイプリッ ドカブラの説明図である。 図 5は、 第 2の実施例におけるインダクタの配置を説明する図で ある。
図 6は、 第 2の実施例におけるキヤパシ夕の配置を説明する図で ある。
図 7は、 第 2の実施例におけるハイブリッ ド力ブラの分解斜視図 である。
図 8は、 第 2の実施例におけるハイプリッ ドカブラの斜視図であ る。
図 9は、 ハイブリ ッ ドカブラのブロック図である。
図 1 0は、 容量結合型ハイブリツ ドカブラの回路例を表す図であ る。
図 1 1は、 誘導結合型ハイプリッ ドカブラの回路例を表す図であ る。
図 1 2は、 従来のハイプリッ ドカブラの具体的な実装例を表す図 である。
図 1 3は、 誘導結合型ハイブリッ ド力ブラの移相特性を表す図で ある。
図 1 4は、 誘導結合型ハイブリッ ド力ブラの通過帯域特性を表す 図である。
図 1 5は容量結合型ハイプリッ ドカブラの移相特性を表す図であ る。 '
図 1 6は容量結合型ハイプリッ ドカブラの通過帯域特性を表す図 である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 図面に基づいて、 本発明の各実施例を詳細に説明する。 ( A ) 第 1の実施例の説明
第 1の実施例は、 ハイブリッ ド力ブラを構成する素子の内、 素子 定数を同一値に設定する必要のある複数の素子の組を、 多層基板の 同一層内に設定する事により、 素子のバラツキを少なく したもので ある。
これにより、 移相器の場合の位相差の誤差を少なく し、 かつ、 ハ イブリツ ドカブラの小型化を実現する。 以下、 詳細に説明する。 図 1〜図 4は第 1の実施例を示した図であり、 図 1は八イブリツ ドカブラの分解斜視図、 図 2はノ\イブリツ ドカブラの斜視図 （完成 図） 、 図 3はハイブリッ ド力ブラの回路図、 図 4は図 1に示したハ イブリツ ドカブラの説明図である。
図 1〜図 3中、 図 9〜図 1 1 と同じものは、 同一符号で示してあ る。 また、 1は多層基板、 1一 1 ~ 1一 6はそれぞれ多層基板の第 1層〜第 6層 （誘電体層） 、 3— 1〜3— 4はインダクタパターン 、 4一 1〜4一 8はキャパシタ電極パターン、 5は G N D電極パタ ーン、 7— 1〜7— 6は外部端子を示す。
本実施例のハイプリヅ ドカブラは、 容量結合型ハイプリッ ドカブ ラを、 多層基板を用いた S M D (表面実装部品） モジュールとして 実現した例であり、 その回路構成は、 図 3に示した通りである。 図 1に示したように、 ハイブリッ ド力ブラは、 多層基板 （例えば セラミック多層基板） を用い、 その第 1層 1一 1〜第 6層 1一 6 ( 誘電体層） 上に、 キャパシタ C 1〜C 6、 インダクタ L 1、 L 2、 及び抵抗 R eを、 厚膜素子として形成したものである。
以下具体的な構成について説明する。
多層基板の第 1層 1一 1上には、 抵抗パターン 2を形成し、 第 2 層 1一 2上には、 インダクタパターン 3— 1及び 3— 3を形成し、 第 3層 1一 3上にはインダクタパターン 3— 2及び 3— 4を形成す る。
また、 第 4層 1一 4上には、 キャパシタ電極パターン 4一 1、 4 一 2、 4一 3、 及び 4一 4を形成し、 第 5層 1一 5上には、 キャパ シ夕電極パターン 4一 5、 4一 6、 4一 7、 及び 4一 8を形成し第 5層 1一 5上には、 G N D電極パターン （ベタパターン） 5を形成 する。
上記の抵抗パターン 2、 インダクタパターン 3— 1〜3— 4、 キ ャパシタ電極パターン 4ー 1〜4一 8、— G N D電極パターン 5は、 全て独立したパターンとして形成すると共に、 外部端子に接続する 部分には、 多層基板の側面部まで延長して、 パターンを形成してお また、 抵抗パターン 2は、 例えば、 抵抗体べ一ストの印刷により 形成し、 インダクタパターン 3— 1〜3— 4、 キャパシタ電極パ夕 ーン 4一 1〜4一 8、 及び G N D電極パターン 5は、 例えば導体べ ース卜の印刷により形成する。
上記のように、 第 1層 1一 1〜第 6層 1一 6上に形成した各パ夕 —ンは、 図 1の点線で示した部分をビア （v i a ) によって接続す ると共に、 図 2に示したように、 多層基板 1の側面に設けた外部端 子 7— 1〜了一 6により、 所定の部分を接続する。
図 2に示した外部端子 7— 1〜7— 6の内、 7— 1はポート P 1 、 7 - 4はボート P 2、 7— 6はポート P 3として用いられ、 Ί一 2及び 7— 5は G N D側の電極として用いられる。
また、 7— 3は図 3の bの点に対応している。 このように、 多層 基板 1の側面に外部端子 7 - 1〜7 - 6を設けて、 内部の回路と接 続することにより、 ハイブリッ ド力ブラを、 S M Dモジュールとし て実現する。 ―
以下、 図 4に基づいて、 図 1及び図 2に示したハイブリッ ドカブ ラの構成と、 図 3に示した回路図との対応関係を説明する。
図 4においては、 図 3の回路図に示した a〜dの点に相当する部 分及びこれらの点と同電位にある部分を a〜 dで示した。
多層基板 1の第 1層 1一 1上に形成した抵抗パターン 2は、 抵抗 R eを構成する。 この抵抗パターン 2の一端は、 外部端子 7— 2に より、 第 6層 1一 6上の G N D電極パターン 5と接続され、 他端は 外部端子 7— 3により、 第 5層 1一 5上のキャパシタ電極パターン 4一 8と接続され、 この点が bとなる。
第 2層 1一 2上のインダクタパターン 3— 1 と、 第 3層上のィン ダク夕パターン 3— 2は、 図示点線部分で接続され、 インダク夕 L 1 となり、 第 2層 1一 2上のインダクタパターン 3— 3と、 第 3層 1一 3上のィンダクタパターン 3— 4は、 図示点線部分で接続され 、 インダク夕 L 2となる。
また、 インダクタパターン 3— 1〜3— 4の各端部は、 外部端子 7— 1、 7— 3、 7 - 4、 及び 7— 6により、 それぞれ第 5層 1— 5上のキャパシタ電極パターン 4一 5〜4一 8と接続され、 a〜d となる。
第 4層 1一 4上のキャパシタ電極パターン 4一 1〜4一 4と、 第 5層 1一 5上のキャパシタ電極パターン 4一 5〜4一 8は、 図示点 線部分で接続され、 それぞれ a〜dと同電位の電極となる。
すなわち、 キャパシタ電極パターン 4一：！〜 4一 8の内で、 4一 4及び 4一 6が aと同電位となり、 4一 2及び 4一 8が bと同電位 となり、 4一 3及び 4一 5が cと同電位となり、 4一 1及び 4一 7 が dと同電位となる。
そして、 キャパシ夕電極パターン 4一 1〜4一 8間のキャパシタ において、 4一 2及び 4一 6間のキャパシタ C 2 1 と、 4一 4及び 4一 8間のキャパシタ C 2 2とでキャパシタ C 2 ( C 2 = C 2 1 + C 2 2 ) を構成し、 4一 1及び 4一 5間のキャパシタ C 5 1 と、 4 一 3及び 4一 7間のキャパシ夕 C 5 2とでキャパシタ C 5 ( C 5 = C 5 1 + C 5 2 ) を構成している。
G N D電極パターン 5は、 G N D側のキャパシ夕電極を構成して おり、 この G N D電極パターン 5と、 キャパシタ電極パターン 4一 5〜4一 8とで、 以下のキャパシタを構成している。
まず、 キャパシ夕電極パターン 4一 6及び G N D電極パターン 5 間でキャパシ夕 C 1を構成し、 キャパシタ電極パターン 4一 8及び G N D電極パターン 5間でキャパシタ C 3を構成している。 また、 キャパシタ電極パターン 4一 7と G N D電極パターン 5との間でキ ャパシタ C 4を構成し、 キャパシタ電極パターン 4一 5と G N D電 極パターン 5との間でキャパシタ C 6を構成している。
上記のように、 インダク夕 L 1及び L 2は、 第 2層 1— 2と第 3 層 1一 3とを用いて構成し、 キャパシタ C 2及び C 5は、 第 4層 1 — 4と第 5層 1— 5とを用いて構成し、 キャパシタ C l、 C 3、 C 4、 及び C 6は、 第 5層 1一 5と第 6層 1— 6とを用いて構成して いる。
すなわち、 インダク夕 L 1及び L 2は多層基板の同一層を用いて 構成し、 キャパシタ C 2及び C 5も多層基板の同一層を用いて構成 し、 キャパシ夕 C l、 C 3、 C4、 及び C 6も、 多層基板の同一層 を用いて構成している。
このように、 インダクタ L 1及び L 2、 キャパシタ C 2及び C 5 、 並びにキャパシタ C 1、 C 3、 C 4、 及び C 6を、 それぞれ多層 基板の同一層を用いて作成すれば、 焼成等による収縮等は同じ条件 であるから、 各素子間 （L 1及び L 2、 C 2及び C 5、 並びに C 1 、 C 3、 C4、 及び C 6) のバラツキを極めて小さくする事が出来 る。
その結果、 = 1 12 = 1、 Δ = C 1 /C 3 = 1 , Δ = C 2 /C 5 = Κ Δ = C 6ZC 4= 1にして、 εΡ = 0 (ボート Ρ 2及 び Ρ 3の信号の位相差の誤差が 0) となる理想的な状態に限りなく 近づける事が可能である。
なお、 第 1の実施例の変更態様として次のようなものがある。 (a) 図 1 1に示した回路構成の誘導結合型ハイブリッ ド力ブラ についても、 上記実施例と同様に、 多層基板を用いて SMDモジュ ールとすることも可能である。
この場合、 インダクタ L 13及び L 14、 インダクタ L 1 1及び L 1 2、 並びにキャパシタ C 1 1、 C 1 2、 C 1 3、 及び C 14を 、 それぞれ多層基板の同一層に設定する。
(b) 図 1 0及び図 1 1に示した回路以外の回路構成を有するハ イブリ ッ ドカブラについても同様にして実施可能である。
( c ) 多層基板としては、 セラミック多層基板だけでなく、 樹脂 系 （例えばガラス一エポキシ樹脂） の多層基板を用いても実現可能 である。 ( d ) 多層基板の層数は任意でよい。 _
( e ) 多層基板の表面に、 ディスクリート部品を実装して、 ハイ プリ ッ ド I C化することも可能である。
上述した第 1の実施例によれば、 次のような効果がある。
( a ) 八イブリツ ドカブラを搆成する素子の内、 素子定数 （ィン ダクタンス値、 容量値） を等しく設定する必要のある素子を、 多層 基板の同一層に厚膜パターンを用いて形成するので、 上記関係にあ る素子同士のバラツキを少なく出来る。
すなわち、 基板内の素子定数を同一値にする必要のある複数の素 子同士は、 同じ条件下で作製されるから、 素子間のバラツキも最小 限に押さえることができる。 例えば、 多層基板がセラミック多層基 板であった場合は、 焼成による基板や素子を形成したパターンの収 縮は、 同じ条件下でおきるため、 上記関係にある基板内の素子間の パラツキは極めて小さくなる （上記△は、 厶 = 1に近い関係となる ) 。
その結果、 ハイブリッ ド力ブラを移相器として使用した場合、 出 力側の信号の移相差に生じる誤差 （ ε Ρ ) を、 極めて小さくする事 が出来る。
( b ) 多層基板を用いる事により、 ハイプリ ドカブラの小型化 が可能となる。 また、 コストダウンも可能となる。
( c ) ハイブリッ ド力ブラを構成している多層基板の表面に、 デ イスクリート部品を実装してハイプリッ ド I C化する事も容易に出 来る。
( B ) 第 2の実施例の説明
第 2の実施例では、 第 1の実施例に示したハイブリッ ド力ブラの 内、 特性の優れている誘導結合型ハイブリッ ド力ブラについて、 ィ ンダクタ間の磁界結合を少なくすることにより、 小型 S M D化した 例である。
また、 第 2の実施例では、 ハイブリッ ド力ブラの量産性も改善し ている。 以下、 本発明の第 2の実施例を、 図 5〜図 8に基づいて説 明する。
図 5〜図 8は、 本発明の第 2の実施例を示した図であり、 図 5は イ ンダクタの配置の説明図、 図 6はキャパシタの配置の説明図、 図 7はハイプリ ッ ドカブラの分解斜視図、 図 8はハイブリ ッ ド力ブラ の斜視図である。
図 5〜図 8中、 図 9〜図 1 1 と同じものは、 同一符号で示してあ る。 また、 図 5〜図 8中、 1 1一 1〜1 1— 7は多層基板の第 1〜 第 7層 （誘電体層） 、 1 2— 1、 1 2 - 2, 1 3 - 1 , 1 3 - 2, 14— 1、 14 - 2, 1 5— 1、 及び 1 5— 2はインダクタパター ン、 1 6は G N D電極パターン、 1 7〜20はキャパシタ電極パ夕 ーン、 2 1〜26は外部電極 （外部端子） をそれぞれ示す。
本実施例で使用する誘導結合型ハイプリッ ドカブラの回路構成は 、 図 1 1に示した誘導結合型ハイプリ ッ ドカブラの回路と同じであ る。 従って、 図 1 1も参照しながら説明する。
( 1 ) ィンダクタの配置説明
本実施例では、 相互に磁界結合するインダクタ （図 1 1のインダ クタ L 1 1、 L 1 2、 L 13、 及び L 14) を、 設計当初から考え た上で、 インダクタ定数の設定を行い、 かつ、 多層基板へのインダ クタ配置 （パターニング） を行う。
この場合、 各インダクタについて、 インダクタンス値を、 L I 1 = L 1 2 = L a、 L 1 3 = L 14 = Lb、 L aく Lbの関係で設定 する。
すなわち、 インダクタの定数関係は、 対称的な関係であり （図 1 6参照） 、 また、 L a<Lbの関係がある。
そこで、 図 5に示したように、 インダクタンス値の大きいインダ クタ L 1 3及び L 14を、 多層基板のシート （絶縁体層） の略中央
5¾ 15に、 隣合うように配置し、 その両側に、 インダクタンス値の小さ いインダク夕 L 1 1及び L 1 2を配置する。
この場合、 インダクタ L 1 1及び L 1 2は、 インダクタ L 1 3及 び 14との磁界結合をなるベく少なくするため、 該ィンダクタ L 13及び L 14の両脇であって、 かつ両ィンダクタ L 13及び L 1 4の中間の位置に配置する （L 1 1及び]： 12と、 L 13及び L 4 との隣接部分を出来るだけ少なくする） 。
上記のように、 インダクタ L 13及び L 14を、 シ一卜 （絶縁体 層） の略中央部に、 隣合うように配置した方が、 小型化にも適して おり、 また、 インダクタ間の結合を考えた上でも、 インダク夕 L 1 3及び L 14は、 ある程度の磁界結合を起こすが、 インダク夕 L 1 1及びインダクタ L 12間では、 磁界結合は殆ど無い。
更に、 ィンダクタ L 1 1及び L 13間、 ィンダクタ L 1 1及び L 14間、 ィンダクタ L 12及び L 13間、 並びにィンダクタ L 12 及び L 14の間の磁界結合も、 上記のように配置 （L 13及び L 1 4の両側で、 かつその中間の位置に、 L 1 1及び L 12を配置） し たので、 磁界結合が最小限に抑えられる。 特に重要なことは、 ィ ンダクタのインダクタンス値が、 L 1 1 =L 12、 L 13 = L 14 の関係にあるので、 これらのインダクタのパターニングは、 基板の 中心に対して、 点対称に配置する必要がある。
これにより、 それぞれのィンダクタ間の磁界結合が発生しても、 上記のような対称配置が、 印刷等の方法により、 安定して形成され るため、 製品の量産時にも、 安定した特性の確保が可能となる。 (2) キャパシタの配置の説明
多層基板に設定する各キャパシタについて、 C 1 1 =C 12 =C 13 = C 14の関係で設定することは、 上述の通りである。
そこで、 これらのキャパシタは、 図 6に示したように配置する。 すなわち、 4つのキャパシタ C l l、 C 12、 C 13、 C 14を、 1つのシート （誘電体層） 上にパターニング （対称的に配置） する 。 このようにすれば、 キャパシタも、 安定的に形成出来る。
(3) ハイプリ ッ ドカブラの構成の説明
本実施例では、 上記ハイプリヅ ド回路のィンダク夕とキャパシタ を、 導体パターン （導体ペーストの印刷等により形成） により、 多 層基板の各シート （誘電体層等） 上に形成する。 この場合、 図 7に示したように、 第 1層 1 1一 1〜第 7層 1 1 - 7の各シート （誘電体層等） を用いて、 上記導体パターンのパター ニングを行い、 ハイブリ ッ ド力ブラを構成する。
そして、 多層基板の第 2層 1 1一 2及び第 3層 1 1一 3のシート にィンダクタ部を形成し、 第 5層 1 1— 5、 第 6層 1 1— 6、 及び 第 7層 1 1一 7のシートにキャパシタ部を形成する。 具体的には次 の通りである。
第 1層 1 1一 1は、 何もパターニングせず、 保護層として使用す る。 第 2層 1 1一 2及び第 3層 1 1一 3 (誘電体層又は絶縁体層） には、 インダクタ L 1 1、 L 1 2、 L 1 3、 及び L 1 4を、 図 5に 示した配置で形成する。
すなわち、 第 2層 1 1一 2には導体ペーストの印刷等により、 ィ ンダクタパターン 1 2— 1、 1 3— 1、 1 4 - 1 , 及び 1 5— 1を 形成し、 第 3層 1 1一 3には導体ペーストの印刷等により、 インダ クタパターン 1 2— 2、 1 3— 2、 1 4一 2、 及び 1 5— 2を図示 のように形成する。
そして、 第 2層 1 1一 2上のインダクタパターンと、 第 3層 1 1 一 3上のインダクタパターンの所定部分とをビア （V i a ) により 接続 （図の点線部分） し、 上記ィンダクタ L 1 1、 L 1 2、 L 1 3 、 及び L 1 4を形成する。
なお、 インダクタパターン 1 2— 1及び 1 2— 2でインダクタ L 1 1を構成し、 イ ンダクタパターン 1 3— 1及び 1 3— 2でインダ クタ L 1 2を構成し、 イ ンダクタパターン 1 4一 1及び 1 4一 2で イ ンダクタ L 1 3を構成し、 イ ンダクタパターン 1 5— 1及び 1 5 一 2でインダクタ L 1 4を構成する。
第 4層 1 1一 4は、 スぺーサ層であり、 何もパターユングしない 。 このスぺーサ層は、 インダクタ部とキャパシタ部との距離を大き くすることにより、 ハイプリッ ドカブラの挿入損失を少なくするた めの層である （詳細は後述する） 。
第 5層 1 1一 5には、 G N D電極パターン 1 6を、 導体ペースト の印刷等により、 ベタパターンとして形成する。 この GND電極 1 6パターンは、 キャパシタの GND側電極として用いる。
第 6層 1 1一 6には、 キャパシタ C l l、 C 12、 C 13、 及び C 14の各キャパシ夕電極パターン （いずれも GND側でないホッ 卜側の電極） 17〜20を、 図 6に した配置で形成 （基板の中心 に対して対称的に形成） する。 ただし、 キャパシタ電極パターン 1 7はキャパシタ C 1 1の電極であり、 キャパシタ電極パターン 18 はキャパシタ C 12の電極であり、 キャパシタ電極パターン 1 9は キャパシタ C 13の電極であり、 キャパシタ電極パターン 20はキ ャパシ夕 C 14の電極である。
第 7層 1 1一 7には、 GND電極パターン 16を、 導体ペース卜 の印刷等により、 ベタパターンとして形成する。 この GND電極パ ターン 1 6は、 キャパシタの GN D側電極として用いる。
上記のように、 GND電極パターン 16がキャパシタの外側に形 成されているので、 底面側からの影響を受けにくい構造になってい る。
(4) 完成品の説明
上記各層 （誘電体層） を積層し、 外部電極 （外部端子） を形成し て SMD化したハイブリツ ドカブラとする。 このようにして完成し た Λイブリ ツ ドモジュールの斜視図を図 8に示す。
図 8において、 ハイブリッ ド力ブラの両端部には、 外部電極 （外 部端子） 2 1~26を形成する。 この外部電極の内、 2 1はポート P 1の電極、 22はポート P 2の電極、 23はポート P 3の電極、 24は終端抵抗 R e接続用の電極、 25及び 26は GND電極 （G ND側の外部電極） である。
(5 ) スぺーサ層の説明
上記第 4層 1 1一 4のスぺーサ層について説明する。
上記ハイプリ ヅ ドカブラは、 ィンダクタ部とキャパシタ部とを、 多層基板の積層方向で向かい合うように積層して形成している。
この場合、 図 1 (第 1の実施例のハイブリッ ド力ブラ） のように 、 スぺーサ層が存在しないと、 インダクタ部がキャパシタ部に近づ いた配置となり、 特に、 インダク夕部の下側のインダクタパターン と、 キャパシタ部の上側のキャパシタ電極パターンとは、 極めて接 近し、 かつ向かい合って配置される。
従って、 インダクタ部とキャパシタ部の導体パターン間に浮遊容 量が発生し、 ィンダクタの持つィンピーダンスが低下する。
インダクタのィンピーダンス低下分は、 インダクタパターンを若 干大きくすることにより補償出来る。 しかし実際には、 インダクタ パターンを大きくすると、 インダクタパーンが長く （導体長が長く ) なり、 インダクタの実抵抗が増大する。 その結果、 インダクタの Qが低下する。
そこで、 第 2の実施例では、 図 7に示したように、 第 3層 1 1一 3 (インダクタ部の下側の層） 及び第 5層 1一 5 (キャパシタ部の 上側の層） 間に、 第 4層 1 1一 4のスぺーサ層を設けることにより 、 インダクタ部とキャパシタ部間の間隔 （距離） を大きく している ' (図 1の場合に比べて） 。
その結果、 インダクタ部とキャパシタ部の導体パターン間に発生 する浮遊容量が減少し、 インダクタの高 CU匕が実現できる。 また、 小型、 S M D化したハイプリッ ドカブラが実現できる。
スぺーサ層の厚みは、 インダクタをパターユングした層と同等、 又はそれよりも厚いことが必要である。 また、 必要な厚みを得るた めに、 複数枚の誘電体シートを積層して、 スぺーサ層を構成するこ とも可能である。
しかし、 スぺーサ層である第 4層 1 1一 4の厚みが、 あまり厚す ぎると、 脱バインダー処理及び焼成コントロールが困難となる。 従 つて、 フィルタ全体の形状を考えた上で決定する必要がある。
目安としては、 例えば、 全体の厚みが 2 m m以下になるように、 設定されるべきである。
また、 第 4層 1 1一 4のスぺーサ層のみを、 キャパシタ部を構成 する第 5層 1 1一 5及び第 6層 1 1一 6の誘電率 （ ε t ) よりも低 い誘電率 （ & 2 ) の低誘電率材料で構成する （ £ , ^ £ 2 ) 。
このようにすれば、 ィンダク夕部とキャパシタ部との間の浮遊容 量を極めて少なくする事が出来る。
なお、 この例では、 スぺーサ層 1 1一 4以外の各層は、 製造を容 易にするため、 同一誘電率材料 （誘電率 ε 1 ) を使用する。
以上説明した第 2の実施例の変更態様は、 次のようである。
(a) キャパシ夕部の容量が大きい場合には、 図 7よりも、 更に 多層化しても良い （誘電体層を多くする） 。 この場合、 4つのキヤ パシ夕の各電極を、 全て同じ層にパターニングする。
(b) インダクタ部を、 更に多層化しても良い。 この場合、 各ィ ンダクタの配置は、 上記実施例と同じ配置にする必要がある。
(c) 終端抵抗 Reは、 ハイブリッ ド力ブラの外部電極 14に接 続しても良いが、 このハイプリッ ドカブラを構成する多層基板に実 装しても良い。
以上説明したように、 本発明の第 2の実施例によれば、 次のよう な効果がある。
(a) 例えばチ、イブリッ ドカブラを、 90。 移相器として設計し た場合、 誘導結合型ハイブリツ ドカブラは、 容量結合型ハイブリツ ドカブラに比べて、 移相特性の変化が滑らかであり、 該移相特性 （ 90。 一 3° ≤Φ≤90° +3。 帯域） における帯域幅 「FB」 が 広い。 また、 挿入損失特性 （3 dB + l dB帯域） における帯域幅 「F B 2」 も広い。
すなわち、 90° 移相器として設計した場合、 誘導結合型ハイブ リッ ドカブラの方が、 容量結合型ハイプリッ ドカブラよりも帯域幅 (FB、 F B 2 ) を広く設計でき、 量産性の面でも有利である。
(b) 誘導型ハイブリツ ド回路は、 帯域特性が広いため、 製造時 に定数のバラツキが発生しても、 ハイプリヅドカブラの特性への影 響が少なくて済む。 従って、 量産性が良い。
(c) 上記実施例の構成により、 特性の安定した誘導型ハイプリ ッ ドカブラが量産出来る。 すなわち、 インダクタ部と、 キャパシタ 部は、 それぞれ同一層に 4つの素子をパターユングしているため、 仮に、 製造時のバラツキが発生しても、 そのバラツキは、 全ての素 子に同じように発生するが、 ハイプリ ッ ドカブラとしての特性ノバ ラツキの影響は最小限で済む。
( d ) G N D電極 1 1がキャパシタの外側に形成されているので 、 底面側からの影響を受けにくい。
(e) それぞれのインダクタ間の磁界結合が発生しても、 上記実 施例のような対称配置が、 印刷等の方法により、 安定して形成され るため、 製品の量産時にも、 安定した特性の確保が可能となる。
( f ) インダクタ部とキャパシタ部との間にスぺーサ層を設けた ことにより、 インダクタ部とキャパシタ部間の浮遊容量を少なくす ることが出来る。 その結果、 インダクタの高 Q化が図れる。
( g) スぺーサ層を低誘電率材で構成すれば、 図 1で示したもの よりも、 更に、 インダクタ部とキャパシタ部間の浮遊容量を少なく する事が出来る。 このため、 更にインダクタの高 Q化が図れる。 (C) 第 3の実施例の説明
以下、 本発明の第 3の実施例について図 7を参照しながら説明す る。
この第 3の実施例は第 2の実施例の変形例であり、 ィンダクタ部 の層の厚みを薄くすることにより、 更にインダクタの高 Q化を達成 し、 かつ薄型のハイプリッ ドカブラを実現した例である。
例えば、 50MHz〜 300MH z帯のハイブリ ツ ドカプラを設 計する場合、 ィンダクタの値は数 10 nH〜200 nH程度となり 、 フユライ ト材料が使用出来ない周波数帯である。 このようなフ ライ ト材料が使用出来ない周波数帯では、 インダクタは空芯インダ クタが使用される。
ところで、 空芯ィンダクタで、 100 n H程度を実現するために は、 数ターン巻く必要がある。 しかし、 モジュールを小型化するた めには、 更に巻き数を上げて、 目標インダクタンスを作りだす必要 があった。 そのため、 積層数が増し、 モジュールが厚くなる。 そこで、 この実施例では、 このような点を改善し、 SMDモジュ ール化したハイプリッ ドカブラを更に薄型化し、 かつインダクタの 高 0·化を実現する。 以下、 具体的に説明する。
八イブリ ドカブラの各層の厚みの説明
図 7において、 インダクタ部を構成する第 2層 1 1一 2の厚みは 、 キャパシタ部を構成する第 5層 1 1一 5及び第 6層 1 1一 6を除 く、 他の層 （第 1層 1 1一 1、 第 3層 1 1一 3、 第 4層 1 1一 4、 及び第 7層 1 1一 7) よりも薄い層とする。
例えば、 第 2層 1 1一 2の厚みを T Lとし、 第 1層 1 1一 1、 第 3層 1 1一 3、 第 4層 1 1一 4、 及び第 7層 1 1 - 7 (これらの層 は同じ厚みとする） の厚みを T Oとし、 第 5層 1 1一 5及び第 6層 1 1一 6の厚みを T Cとした場合、 T Lと T Oとの間には、 T Lく T 0の関係がある。
なお、 キャパシタ部の第 6層 1 1一 6の厚み T Cは、 通常の場合 、 上記厚み T 0より薄く設定するが、 上記厚み T Lとの関係は、 任 意である。
上記厚み T 0、 T L、 及び T Cは、 例えば、 T 0 = 1 60 m、 T L = 80 m、 及び T C = 40 μπιである。
また、 インダク夕部の厚み TLは、 設定するインダクタのインダ クタンス値により変わるが、 上記厚み T Oに対して、 2 5〜75 % 程度に設定する。 ィンダクタのィンダクタンス値が大きい場合は、 特に、 T Lを薄く設定した方が有効である
この第 3の実施例によれば、 第 2の実施例の効果に加えて、 更に 次のような効果がある。
すなわち、 ィンダクタ部を構成する第 4層 1 1一 4の厚み T Lを 、 T L< T Oの関係にすると、 ソレノィ ドと同じように、 単位長さ (この場合は層の厚み） 当たりのインダクタの巻き数が上がる （T L = T Oの場合に比べて） ため、 インダクタンス値が上がる。 また、 導体長 （インダク夕パターン長） は変化しないため、 導体 損失が変化しない。 従って、 インダクタが高 CI化する。 このため、 高ィンダク夕ンス （ 1 0 0 n H程度） が、 小型のモジ ユールの中で設定可能である。 また、 インダクタ層が薄くなつた分 、 モジュール全体が薄型化出来る。 このため、 製造時の脱バインダ 及び、 焼成工程が更に容易になる。 産業上の利用可能性
本発明は、 例えば、 コードレスホン、 携帯電話器等の無線機器、 或いは他の各種通信機器等に利用されるものである。

Claims

請 求 の 範 囲 ハイブリ ッ ド回路 （ H Y ) を用いたハイブリッ ドカプラにお いて、 該ハイブリッ ド力ブラを構成する素子の内、 素子定数を 同一値にする必要のある複数の素子の組を、 多層基板の同一層 内に、 導体パターンを用いて設定した事を特徴とするハイプリ ヅ ドカブラ。
2. 前記素子定数を同一値にする必要のある複数の素子の組が、 複数のィンダクタ （L 1及び L 2、 L 1 1及び L 1 2、 並びに
L 1 3及び L 14) であることを特徴とする請求の範囲第 1項 に記載のハイプリヅドカブラ。
3. 前記素子定数を同一値にする必要のある複数の素子の組が、 複数のキャパシタ （C 2及び C 5、 C l、 C 3、 C4、 及び C
6、 並びに C l l、 C 1 2、 C 13、 及び C 14) であること を特徴とする請求の範囲第 1項に記載のハイプリッ ドカブラ。
4. 前記多層基板の一部の誘電体層 （ 1 1一 2 1 1一 3 ) 上に 設定したインダクタ部と、 別の誘電体層 （ 1 1一 5、 1 1 - 7
) 上に設定したキャパシタ部とで構成すると共に、 前記インダ クタ部と、 キャパシタ部とを、 多層基板の積層方向で、 向かい 合った位置に配置し、
前記インダクタ部とキャパシタ部との間に、 ィンダクタ部及 びキャパシタ部間の間隔を大きくするスぺーサ層 （ 1 1一 4) を設定したことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のハイブ リッ ドカブラ。
5 · 前記スぺーサ層 （ 1 1 4) を、 前記キャパシタ部を構成す る誘電体層 （ 1 1一 5、 1 - 6) の誘電率 （ ε i ) よりも低 い誘電率 （ ε 2 ) を有する低誘電率材料で構成した （ ε > > ε 2 ) ことを特徴とする請求の範囲第 4項に記載のハイブリ ッ ド 力ブラ。 6. 前記インダクタ部を構成する層 （ 1 1一 2、 1 1一 3) の厚 み （T L) を、 前記キャパシタ部を除く、 他の層 （ 1 1— 1、 1 1 - 7) の厚み （TO) よりも薄く （TL<TO) 設定した ことを特徴とした請求の範囲第 4項に記載のハイプリ ッ ドカプ ラ。
'
7. インダクタンス値の小さい 2つのインダクタ （1^ 1 1及び 1 2 : L l l =L 1 2 = L a) と、 インダクタンス値の大きい 2つのィンダクタ （L 13及び L 14 : L 1 3 = L 14 = Lb ) とからなる 4つのインダクタ （L 1 1〜L 14 :ただし L a <Lb) を、 リング状となるように、 互いに直列接続し、 前記インダクタの各接続点に、 一方の電極を接地したキャパ シタ （C 1 3r、 C 1 2、 C 1 3、 及び C 14) を接続すると共 に、 前記接続点の内、 3つの接続点を、 それぞれポート (入, 出力端子） （Ρ 1、 Ρ 2、 及び Ρ 3) の接続点とし、 残りの接 続点を、 終端抵抗 （Re) の接続点とした誘導型ハイブリツ ド 回路 （HY) を使用し、
前記ィンダクタ （L 1 1〜L 14) と、 キャパシタ （C 1 1 ~C 14) とを、 導体パターンにより、 基板に実装した誘導結 合型ハイプリ ッ ドカブラにおいて、
前記 4つのィンダクタ （L I 1〜L 14) を、 導体パターン により、 多層基板の同一層 （絶縁体層） （ 1 1— 2、 1 1 - 3 ) に設定すると共に、 この層 （ 1 1一 2、 1 1 - 3) の略中央 部に、 インダクタンス値の大きい 2個のインダクタ （L 13、 L 14) を隣合わせて設定し、
かつ、 これらインダクタ （L 1 3及び L 14) の両脇であつ て、 その略中間位置 （L 1 3及び L 1 4の中間位置） に、 イン ダクタンス値の小さい、 残りの 2つのインダクタ） L 1 1及び L 1 2 ) を設定したことを特徵とするハイプリッ ドカブラ。 前記ィンダクタを設定した層 （ 1 1一 2、 1 1 - 3 ) とは別 の層 （誘電体層） （ 1 1一 5、 1 1 - 6, 1 1一 7) に、 導体 パターンにより、 前記 4つのキャパシ夕 （C l l、 C 1 2、 C 1 3、 及び C 14) を設定すると共に、 これら 4つのキャパシ タ （C 1 1〜C 14) を、 同一層 （誘電体層） に並べて設定し たこどを特徴とする請求の範囲第 7項に記載のハイブリツ ドカ ブラ。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5777533A (en) * 1995-05-16 1998-07-07 Murata Manufacturing Co., Ltd. LC filter with external electrodes only on a smaller layer

Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5910755A (en) * 1993-03-19 1999-06-08 Fujitsu Limited Laminate circuit board with selectable connections between wiring layers
US5479141A (en) * 1993-03-25 1995-12-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Laminated dielectric resonator and dielectric filter
JP2656000B2 (ja) * 1993-08-31 1997-09-24 日立金属株式会社 ストリップライン型高周波部品
JP3333014B2 (ja) * 1993-10-04 2002-10-07 ティーディーケイ株式会社 高周波信号分配・合成器
JP2970394B2 (ja) * 1994-03-28 1999-11-02 日本電気株式会社 直交変調装置
US5621366A (en) * 1994-08-15 1997-04-15 Motorola, Inc. High-Q multi-layer ceramic RF transmission line resonator
DE19522673A1 (de) * 1995-06-22 1997-01-02 Bosch Gmbh Robert Richtkoppler
DE19639947A1 (de) * 1996-09-27 1998-04-16 Siemens Matsushita Components Passives Netzwerk in Chip-Bauform
US5748056A (en) * 1996-10-02 1998-05-05 Itt Industries, Inc. Compact 90° monolithic GaAs coupler for wireless applications
JPH10200360A (ja) * 1997-01-07 1998-07-31 Tdk Corp 積層バルントランス
US5929729A (en) 1997-10-24 1999-07-27 Com Dev Limited Printed lumped element stripline circuit ground-signal-ground structure
DE19830738B4 (de) * 1998-07-09 2007-12-06 Seba-Dynatronic Mess- Und Ortungstechnik Gmbh Vorrichtung zur richtungsabhängigen Fehlerortung oder Nachrichtenübertragung auf Niederspannungsnetzen
US6384695B2 (en) * 1999-03-08 2002-05-07 Lucent Technologies Inc. High power combiner apparatus
KR100611421B1 (ko) * 2000-08-21 2006-08-09 티디케이가부시기가이샤 이동통신기기용 앞단 모듈
AU2002218307A1 (en) * 2000-11-28 2002-06-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) A radio frequency amplifying circuit
TW480770B (en) * 2001-02-22 2002-03-21 Ind Tech Res Inst Miniaturized trisection cross-coupled bandpass filter structure
US7034633B2 (en) * 2001-02-28 2006-04-25 Nokia Corporation Coupling device using buried capacitors in multilayered substrate
JP4318417B2 (ja) * 2001-10-05 2009-08-26 ソニー株式会社 高周波モジュール基板装置
KR100506728B1 (ko) * 2001-12-21 2005-08-08 삼성전기주식회사 듀얼밴드 커플러
KR100438160B1 (ko) * 2002-03-05 2004-07-01 삼성전자주식회사 인덕터와 캐패시터를 갖는 소자 및 그의 제작방법
US6825738B2 (en) * 2002-12-18 2004-11-30 Analog Devices, Inc. Reduced size microwave directional coupler
US6956449B2 (en) * 2003-01-27 2005-10-18 Andrew Corporation Quadrature hybrid low loss directional coupler
US7321276B2 (en) * 2005-06-30 2008-01-22 Harris Stratex Networks, Inc. Independently adjustable combined harmonic rejection filter and power sampler
CN102349189B (zh) * 2009-03-18 2014-10-29 株式会社村田制作所 电子元器件
TWI418087B (zh) * 2009-06-10 2013-12-01 Univ Nat Chiao Tung 雙頻混成耦合器單元、其雙頻混成耦合器與其接收機
US8928428B2 (en) 2010-12-22 2015-01-06 Rfaxis, Inc. On-die radio frequency directional coupler
DE102011114642B4 (de) * 2011-09-30 2015-07-30 Epcos Ag Modul und Chip
US20130207741A1 (en) * 2012-02-13 2013-08-15 Qualcomm Incorporated Programmable directional coupler
EP3143693A4 (en) * 2014-05-12 2017-12-27 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Quadrature hybrid with multi-layer structure
US10594291B2 (en) * 2018-07-06 2020-03-17 Futurewei Technologies, Inc. Branch-line coupler
CN109066040B (zh) * 2018-07-11 2024-06-14 深圳振华富电子有限公司 低插入损耗式功分器
US11716112B2 (en) * 2020-11-17 2023-08-01 Qualcomm Incorporated Absorptive filter
WO2022192200A1 (en) * 2021-03-08 2022-09-15 Mobix Labs, Inc. Small-size millimeter wave on-chip 90-degree 3db couplers based on solenoid structures
MX2024006284A (es) * 2021-11-24 2024-06-11 Ppc Broadband Inc Acoplador direccional de banda de frecuencia dual con perdida de insercion mejorada.

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6051253B2 (ja) * 1980-12-10 1985-11-13 ティーディーケイ株式会社 Ｌｃ複合部品の製造方法
JPS6247222U (ja) * 1985-09-10 1987-03-23
JPH02210906A (ja) * 1989-02-10 1990-08-22 Citizen Watch Co Ltd 移相器

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4482873A (en) * 1982-09-16 1984-11-13 Rockwell International Corporation Printed hybrid quadrature 3 dB signal coupler apparatus
JPS6051253A (ja) * 1983-08-30 1985-03-22 株式会社竹中工務店 プレキヤストコンクリ−ト製階段
JPH0761035B2 (ja) * 1985-08-26 1995-06-28 日本電気株式会社 ダイバ−シテイ受信機
US4758922A (en) * 1986-11-14 1988-07-19 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. High frequency circuit having a microstrip resonance element

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6051253B2 (ja) * 1980-12-10 1985-11-13 ティーディーケイ株式会社 Ｌｃ複合部品の製造方法
JPS6247222U (ja) * 1985-09-10 1987-03-23
JPH02210906A (ja) * 1989-02-10 1990-08-22 Citizen Watch Co Ltd 移相器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP0585469A4 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5777533A (en) * 1995-05-16 1998-07-07 Murata Manufacturing Co., Ltd. LC filter with external electrodes only on a smaller layer
GB2302450B (en) * 1995-05-16 1999-09-01 Murata Manufacturing Co LC Filter

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Publication number Publication date
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EP0585469A4 (en) 1995-12-20
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DE69321907D1 (de) 1998-12-10
US5382925A (en) 1995-01-17
EP0585469A1 (en) 1994-03-09

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