WO1992009144A1

WO1992009144A1 - Procede de decodage de vraisemblance maximale et dispositif relatif

Info

Publication number: WO1992009144A1
Application number: PCT/JP1991/001579
Authority: WO
Inventors: Takao Sugawara; Yoshifumi Mizoshita; Takashi Aikawa; Hiroshi Mutoh; Kiichirou Kasai
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 1990-11-19
Filing date: 1991-11-19
Publication date: 1992-05-29
Also published as: KR920704433A; EP0593763A1; EP0593763B1; EP0593763A4; CA2074174A1; US5432820A; KR950013877B1

Description

明細書

最尤復号方法及び装置

技術分野

本発明は、波形干渉を受けた入力信号を最尤復号する最尤復号方法及び装置に関するものである。

磁気ディスク装置等に於いては、大容量化の要望に従って高記録密度化されている。従って、再生信号は波形干渉を大きく受けたものとなり、波形等化処理が容易でなくなるから（このような場合に等化を行うと、高域ノイズを大きく増加させることになる）、ピーク検出やレベル識別による復号の場合は、誤り率が大きくなる。このような波形干渉を受けた再生信号或いはデータ伝送系に於ける波形干渉を受けた受信信号を、仮定データ列の中から最も確からしいものを選択して復号するビタビ復号器等を用いて最尤復号を行うことにより、復号の誤り率を改善することが提案されている。背景技術

従来例の磁気記録装置の復調系は、例えば図 1 に示す構成を有するものであり、 1 1 は磁気ディスク等の記録媒体から記録データを再生する磁気ヘッド、 1 2は増幅器、 1 3はイコライザ、 1 4はパルス化回路、 1 5は位相同期回路（P L L：) 、 1 6はイコライザ、 1 7は A Z D変換器（A Z D ) 、 1 8はビタビ復号器である。

磁気へッド 1 1 による再生信号は増幅器 1 2により増幅され、フィルタ等を含むイコライザ 1 3 , 1 6により等化増幅されると共にノイズ除去等が行われ、パルス化回路 1 4に於いてピーク検出によりパルスが形成され、位相同期回路 1 5から再生信号に位相同期したクロック信号が得られ、このクロック信号は AZD変換器 1 7のサンプリングクロック信号となり、又イコライザ 1 6により等化された再生信号は AZD変換器 1 7に加えられ、位相同期回路 1 5からのビット周期のサンプリングクロッグ信号によりサンプリングされてディジタル信号に変換され、このディジタル信号に変換された再生信号のサンプル値がビタビ復号器 1 8に加えられて最尤復号される。

ビタビ復号器は、畳込み符号の最尤復号器として知られており、例えば図 2に示すように、分配器 2 1 と、 AC S回路 2 2— 1〜2 2— 4 と、パスメモリ 2 3と、正規化回路 2 4と、パスセレクタ 2 5 とを備えており、分配器 2 1によりブランチメトリック値を計算して AC S回路 2 2 一 1〜 2 2— 4に分配する。この AC S回路 2 2— 1〜2 2— 4は畳込み符号の拘束長を kとすると、 2 k- ¹ 個設けるもので、図 2に於いては、 4個の AC S回路を設けているから、拘束長 k= 3の場合を示すことになる。

又 AC S回路 2 2— 1〜2 2— 4は、それぞれ加算器（A) と比較器 (C) とセレクタ（S) とにより構成され、ブランチメトリック値と前回のパスメトリック値とを加算器（A) により加算して、比較器（C) により比較し、パスメトリック値の小さい方を生き残りパスのパスメトリック値としてセレクタ（S) により選択し、その時のパス選択信号をパスメモリ 2 3に加えるもので、パスメモリ 2 3は、拘束長 kの 4〜5 倍の段数のパスメモリセルを有し、生き残りパスとして記憶され、最終段の出力がパスセレクタ 2 5に加えられて、パスメトリック値の最も小さいものに対応したパスが選択され、復号出力が得られる。又パスメトリック値の演算に於いて、オーバーフローするような桁数となると、正規化回路 2 4によりパスメトリック値の正規化が行われる。このようなビタビ復号器を、波形干渉を受けた信号の復号に用いる場合、 A C S回路は、仮定サンプル値と実際のサンプル値との誤差の二乗出力と、前回のパスメトリック値との和を求めて新たなパスメトリック値とし、各パスメトリツク値を比較し、加算出力の新たなパスメトリック値の小さい方を選択して、次回のパスメトリック値とし、その選択情報をパスメモリ 7 3に加えるものである。

図 3は拘束長 3のトレリス線図を示し、実線矢印は入力データが " 0 " 、点線矢印は入力データが " 1 " の時の遷移を示し、丸印は内部状態を示す。例えば、パス P 0， P 1 に於ける仮定サンプル値を、図 4の ( a) , (b) の波形で黒丸印で示す y_P0. y_Plとすることができる。この値は、図 4の（a) の現在として示す 3 ビッ卜の仮定バスの値（ a - 1 , a。， a , ) により求めるもので、図 4の（ c ) の孤立波形のビット周期によるサンプル値を g i とし、拘束長を k、 m= (k一 1 ) / 2 として、

— m + k—】

y = ∑ g- i a i ·'·(1) い一 m

により求めるものである。従って、 y_P。， y _P1は拘束長 k= 3 とすると m = 1 となるから、 i =一 1から i = + 1 までの間について (1)式により求めた値となる。

又過去のデータからの干渉も考慮する場合は、パスのメモリ値（b ₂ , b ₃ ， ·") を用いることにより、 y = ∑ g- i a i + ∑ g- i b i … ）によって求めることができる。

図 5は前述の (2)式に基づいて過去のデータからの干渉を考慮した従来例の要部プロック図であり、 A C S回路 3 1 と、パスメモリ 3 2と、ノ、' スセレクタ 3 3と、仮定メモリ 3 4 とを備え、磁気ディスク装置等に於ける再生信号等の復号すべき信号のサンプル値が A C S回路 3 1に加えられる。パスメモリ 3 2及び仮定パスメモリ 3 4は、磁気記録再生信号が正負極性を有するものであるから、 " 1 " ， " 0 " , を記憶できるシフトレジス夕の構成を有し、仮定パスメモリ 3 4は複数列のそれぞれ異なる仮定データ列を格納しているものである。

この仮定データ列とパスメモリ 3 2の内容とを基に、過去のデータからの干渉を考慮した仮定サンプル値を求め、 A C S回路 S 1に於いて、この仮定サンプル値と、再生信号等のサンプル値との差の二乗出力を求めて、前回算出したメトリック値とを加算し、その加算出力を比較して小さい方を選択し、次回のメトリック値とすると共に、選択された仮定パスメモリ 3 4の最後尾の値がパスメモリ 3 2に入力される。

従って、パスメモリ 3 2の値は復号値として最も確からしいものではないが、仮定パスに繫がるものとして、その時点で確からしい値となる _c 又パスセレクタ 3 3は、その時点に於けるパスメトリック値の最小値を検出して、その状態に繋がるパスの選択を行い、最後尾のデータを復号出力とするものである。又パスメモリ 3 2と仮定パスメモリ 3 4 との間を結ぶ矢印は、（2)式に示すように、乗算と加算とを行って、現時点の仮定サンプル値を求めることを示す。

前述のように、過去のデータからの干渉も考慮することにより、正確な仮定サンプル値を推定することができる。しかし、 1 ビット分先（現時点）より時間的に 1 ビット前）のパスを考慮した場合、例えば図 3のトレリス線図に於けるパス P 0に続くパスを P 0 0 , P 1 0 とした時の仮定サンプル値は、図 4の（d ) , ( e ) の波形の黒丸印で示す y _{P O 0}. 考慮しなければ仮定サンプル値の誤差が大きくなる。従って、拘束長 k を大きくし、即ち、仮定パスのビット数を増加して、干渉量を正確に推定する必要がある。しかし、復号器の回路規模は 2 ^{( k} _ ⁿ に比例するから、拘束長 kを大きくすることは回路規模が膨大となり、実現困難とな ο

又図 5に示す従来例のような過去のデータによる干渉を考慮した復号方式に於いては、前述のように、現時点のデータに対する未来のデータによる干渉を考慮していないので、このような干渉を零とするような特殊な等化を行う必要がある。この特殊な等化は、磁気記録のトラック毎に干渉量が異なる磁気ディスク装置等に対しては、実用化の点で大きな障害となっている。発明の開示

本発明は回路規模を増大することなく、復号の誤り率を改善することを目的とする。

上記目的は、

波形干渉を受けた入力信号を復号する最尤復号方法であって、（ a ) 仮定パスメモリに記憶された仮定データ列より時間的に前位置する所定数ビット分の前記入力信号のサンプル値を用いて仮定データ列より時間的に後に位置する未来の信号による干渉量を推定するステツプと、（ b ) 該干渉量を参照して前記入力信号の仮定サンプル値を求めるステツプと、（ c ) 該仮定サンプル値と前記入力信号のサンプル値を用いて前記入力信号を最尤復号して複数の生き残りパスを生成してパスメモリに記憶した後、最も確からしい 1つの生き残りパスのデータを復号データ列として出力するステップとを有する構成で達成される。また上記目的は、波形干渉を受けた入力信号を復号する最尤復号装置であって、

入力信号をサンプリングしてサンプル値を生成する A Z D (アナログノディジタル）変換手段と、

仮定データ列を記憶する仮定パスメモリと、

該仮定パスメモリに記億された仮定デー夕列より時間的に前に位置する所定数ビット分の前記入力信号のサンプル値を用いて仮定データ列より時間的に後に位置する未来の信号による干渉量を推定し、該干渉量を参照して前記入力信号の仮定サンプル値を求める仮定サンブル値算出手段と、

該仮定サンプル値と前記入力信号のサンプル値を用いて前記入力信号を最尤復号して複数の生き残りパスを生成してパスメモリに記憶した後、最も確からしい 1つの生き残りパスのデータを復号データ列として出力する復号手段を有する構成で達成される。

図面の簡単な説明

図 1 は従来の磁気記録装置の復調系を示すプロック図

図 2は従来のビタビ復号器のプロック図、

図 3は拘束長 3のトリレス線図、

図 4は信号波形を説明するための図、

図 5は従来のビタビ復号器の要部を示すプロック図、

図 6は本発明の原理を示すプロック図、

図 7は本発明の第 1の実施例のビ夕ビ復号器のプロック図、

図 8は波形干渉を示す波形図、

図 9は孤立波形を示す波形図、

図 1 0は干渉量の関係を示すグラフ、図 1 1 は本発明の第 1の実施例で用いられる仮定サンプル値算出部のブロック図、

図 1 2は本発明の第 2の実施例のビ夕ビ復号器のプロック図、図 1 3は本発明の第 3の実施例のビタビ復号器のプロック図、図 1 4は本発明の第 4の実施例のブロック図、

図 1 5は本発明の第 4の実施例をより詳細に示すプロック図、図 1 6は本発明の第 4の実施例で用いられるビタビ復号器のプロック図、

図 1 7は本発明の第 4の実施例で用いられる仮定サンプル値算出部のブロック図、

図 1 8は本発明の第 5の実施例のブロック図、

図 1 9は干渉量を説明する図、

図 2 0は干渉量の期待値の説明図、

図 2 1 は本発明の第 6の実施例のプロック図、

図 2 2は本発明の第 6の実施例をより詳細に示す図、及び

図 2 3は本発明の第 7の実施例のプロック図である。発明を実施するための最良の形態

図 6は本発明の原理を示すプロック図である。

A C S回路 1 0 1 と、パスメモリ 1 0 2と、パスセレクタ 1 0 3 と、仮定パスメモリ 1 0 4 とを有する最尤復号部 1 0 5により、波形干渉を受けた入力信号のサンプル値を入力して最尤復号するもので、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定データ列より時間的に前に相当する数ビット分のサンプル値を用いて、未来の信号による干渉量を推定し、この干渉量を含めて仮定サンプル値を求め、この仮定サンプル値と入力信号のサンプル値とを A C S回路 1 0 1に入力して最尤復号を行うものである。

干渉量の推定及び仮定サンプル値の算出は、より詳細には、次のとおり行うことができる。第 1の推定 Z算出方法によれば、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定データ列より時間的に前に相当する数ビット分の入力信号のサンプル値と、この仮定パスメモリ 1 0 4の仮定データ列とにより未来の信号による干渉量を推定し、この干渉量と、仮定パスメモリ 1 0 4 の仮定データ列と、パスメモリ 1 0 2の内容とを用いて、 A C S回路 1 0 1に加える仮定サンプル値を求めるものである。

又第 2の推定 Z算出方法によれば、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定デー夕列より時間的に前の数ビット分の入力信号のサンプル値と、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定データ列とにより未来の信号による干渉量を推定し、且つ仮定パスメモリ 1 0 4の仮定デ一夕列より時間的に後に相当する数ビット分の入力信号のサンプル値により過去の信号による干渉量を求め、未来の信号による干渉量と、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定デ一夕列と、過去の信号による干渉量とにより、仮定サンプル値を求めるものである _c 又第 3の推定ノ算出方法によれば、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定デー夕列より時間的に前に相当する数ビット分の入力信号のサンプル値と、前記仮定パスメモリ 1 0 4の仮定データ列とにより未来の信号による干渉量を推定し、且つ前記仮定パスメモリ 1 0 4の仮定データ列より時間的に後に相当する数ビット分の入力信号のサンプル値により過去の信号による第 1の干渉量と、パスメモリ 1 0 2の内容により過去の信号による第 2の干渉量とを求め、パスメモリ 1 0 2の最終段の出力が収束された時に第 2の干渉量を選択し、収東されない時は第 1の干渉量を選択し. 選択された干渉量と、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定データ列と、未来の信号による干渉量とにより、仮定サンプル値を求めるものである。本発明の原理に於いて、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定デ一夕列を基に仮定サンプル値を算出して A C S回路 1 0 1 に加える時、この仮定デー夕列より時間的に前に相当する入力信号のサンプル値を 1 ビット又は複数ビットを用い、乗算及び加算処理により未来の信号による干渉量を推定する。即ち、隣接するビット間及び複数ビット離れたビット間に於ける波形干渉について考慮して、正確な仮定サンプル値を算出する。従つて、この仮定サンプル値と入力信号のサンプル値との差を基に最尤復号を行うことにより、仮定データ列の長さ（拘束長の長さ）を長くすることなく、復号の誤り率を改善することができる。

第 1の推定 Z算出方法 2において、入力信号のサンプル値をシフトレジス夕等に入力して、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定データ列より時間的に前に相当する数ビット分のサンプル値を用いて、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定データ列とにより未来の信号による干渉量を推定する。この推定干渉量と、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定デ一夕列と、パスメモリ 1 0 2の内容とを用いて仮定サンプル値を算出する。即ち、未来の信号による干渉量と、過去の信号による干渉量とを考慮して仮定サンプル値を求めるものである。

該 2の推定/算出方法に於いて、過去の信号による干渉量を、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定データ列より時間的に後に相当する入力信号のサンプル値を用いて算出するもので、パスメモリ 1 0 2の内容に誤りがある場合は、その誤りを含む内容を基に干渉量を求めることになり、従つて、誤りが波及することになる。しかし、入力信号のサンプル値を用いる場合は、誤りの波及を回避することができる。

第 3の推定算出方法に於いて、過去の信号による干渉量を、入力信号のサンプル値を用いて算出した第 1の干渉量と、パスメモリ 1 0 2の内容を用いて算出した第 2の干渉量として求め、パスメモリ 1 0 2の最終段の出力が収束されたか否か判定し、収束された場合は誤りがない場合であるから、第 2の干渉量を選択し、収束されない場合は誤りがある場合であるから、第 1の干渉量を選択する。そして、選択された干渉量と、仮定パスメモリ 1 0 4の仮定データ列と、未来の信号による干渉量とにより、仮定サンプル値を求めるものである。

以下、図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明する。

図 7は本発明の第 1の実施例の要部プロック図であり、 A C S回路 1 1 1 とパスメモリ 1 1 2とパスセレクタ 1 1 3 と仮定パスメモリ 1 1 4 とを有する復号図 1 1 5に、干渉量予測器 1 1 6 と、シフトレジス夕 1 1 7とを付加した構成に示す。波形干渉を受けた磁気記録装置に於ける再生信号やデータ伝送系に於ける受信信号等の入力信号がビット周期でサンプリングされ、そのサンプル値（ディジタル値）がシフトレジスタ 1 1 7に入力される。

仮定パスメモリ 1 1 4の仮定データ列を 3ビット（拘束長¾: = 3 ) a

- ,， a。， a！ ( " 0， 0， 0 " 〜 " 1，一 1 , ' ）とした場合を示し、これに対応して、パスメモリ 1 1 2の 3 ビット b ₂ , b ₃ , b 4 (図 4の（a ) 参照）と、シフトレジスタ 1 1 7の 3 ビット χ。， x _】. X - 2の中の 1 ビット X— ₂とを用いて仮定サンプル値を求めるものであり，干渉量予測器 1 1 6は仮定データ列より 1 ビット前に相当するサンプル値 x - 2と、仮定データ列 a ， a。， a , と仮定データ列より 1 ビット後に相当するパスメモリ 1 2の內容 b ₂ とを用いて干渉量を予測する場合を示す。

前述のように、未来のデータを考慮して仮定サンプル値を求める場合. 仮定サンプル値 yは、 y = ∑ g-i a i + ∑ g-ib i + ∑ g-i c i "'(3) と表すことができる。即ち、未来のデータによる干渉量を仮定パスメモリ 1 1 4の値 a i 、パスメモリ 1 1 2の値 b i 、それらに対応した干渉量 g i 、及びそれらと時間的に対応した実際のサンプル値を用いて推定するものである。又

∑ g - i c i + ∑ g - i c j …( で示すように、仮定サンプル値を求める時刻を 0とした系（ i ) から、仮定パスの直前のビットを 0とした系（ j ) に変換し、 C j ( j = 0〜

9 ) の 1 0ビッ卜の範囲でオール " 0 " 力、ら " 1 " までの各種のデータ列を想定した場合の波形干渉を図 8に示す。その場合の孤立波形として、図 9に示すようなローレンッ波形を仮定した。このローレンッ波形 g

( t ) は、

1

g ( t ) = … ）

1 + ( 2 t /T₅₀)

で表される。

又横軸に j = 0に於ける振幅 x、縦軸に j = 1 , 2, 3に於ける干渉量 y! をとつて、 T₅。= l， 1. 5, 2の場合について、干渉量の関係を図 1 0に示す。例えば、拘束長 k= 3の場合、 m= 1 となり、仮定サンプル値は j = 2の干渉量を基にすることになるから、 y₂ に着目すると、直線で近似できることが判る。即ち、 g。 = 1 として、

≥ g - i C i = g - (-m- l ) X -_m- l 〜(6) と表すことができる。この (6)式は、仮定パスメモリ 1 1 4及びパスメモリ 1 1 2から振幅 Xへの干渉量を考慮していないので、この干渉量を考慮すると、次式に示すものとなる。

-m- 1

^ g - i C i = g - ₍-_m -】〉

i _ _ π x (x-m- i - (^K∑ .j a i H- ∑ -j i ) ) ·'·(7)

J - 1 J - k + 1

この (7)式を前述の (3)式に代入すると、仮定サンプル値 yは、

_m+k—】 n

y = ∑ g - i a i + ∑ g - i b i

i --τη i --m+ k

+ S 一 1 ) 〔 x—_m -】一 (∑ g - a

+ ∑ g-c_i+m+n b i ) 〕 …ほ） i * -m + k

により得られることになる。

拘束長 k= 3とすると、 m= 1 となり、（8)式の第 1項は、 i =— 1, 0， 1 として仮定データ列 a a。， a i と、孤立波形のサンプル値 g i , o , g-,とのそれぞれの乗算結果を加算することを示し、第- 2 項は、 n = 4とすると、 i = 2， 3， 4としてバスメモリ 1 1 2の内容 b 2 , b 3 , b 4 と、孤立波形のサンプル値 g 4 , g₃ , g 2 とのそれぞれの乗算結果を加算することを示す。又第 3項に於ける小括弧内の第 1項は、孤立波形のサンプル値 g . -₂. g-₃と、仮定データ列 a-し a 0 , a , とのそれぞれの乗算結果を加算し、その小括弧内の第 2項は、 i = 2, 3, 4として孤立波形のサンプル値 g-₄. g-5, g-₆と、パスメモリ 1 1 3の内容 b ₂ ， b₃ , b 4 とのそれぞれの乗算結果を加算し、それらの和を X-2から減算して、孤立波形のサンプル値 g ₂ と乗算することを示し、図 7に於ける矢印は、（8)式による乗算及び加算処理を示す。図 1 1 は前述の (8)式による仮定サンプル値を得る為の具体的構成を示し、乗算器 1 2 1〜 1 3 3は加算器 1 3 4〜 1 3 6、減算器 1 3 7を含む。仮定パスメモリ 1 1 4の仮定デ一夕列 a-,. a。， a , と、孤立波形のサンプル値 , g。， g-】との乗算が乗算器 1 2 1〜 1 2 3により行われて加算器 1 3 4に加算されることにより、（8)式の第 1項の演算が行われる。又パスメモリ 1 1 2の内容 b ₂ , b₃ , b ₄ と、孤立波形のサンプル値 g ₄ , g₃ , ₂ との乗算器 1 2 4〜 1 2 6により行われて加算器 1 3 4により加算されることにより、（8)式の第 2項の演算が行われる。又乗算器 1 2 7〜 1 3 2による乗算結果がそれぞれ加算器 1 3 5により加算されることにより、（8)式の第 3項の小括弧内の演算が行われ、減算器 1 3 5に於いて入力信号のサンプル値 x-₂から減算され、乗算器 1 3 3にょり ₂ と乗算されることにより、（8)式の第 3項の演算が行われ、加算器 1 3 6により加算されて、 AC S回路 1 1 1 に加える仮定サンブル値 yが得られる。

AC S回路 1 1 1 は、シフトレジスタ 1 1 7を介した入力信号のサンプル値 X。と、前述の仮定サンプル値 yとの差の二乗出力と、前回のメトリック値の和を求めて新たなメトリック値とし、このメトリック値を比較して小さい方を次回のメトリック値とすると共に、選択された仮定データ列の最後尾のデータをパスメモリ 1 1 2に加え、このパスメモリ 1 1 2の最終段の出力の多数決等による復号出力をパスセレクタ 1 1 3 から出力することになる。

図 1 2は本発明の第 2の実施例の要部ブロック図であり、過去のデータとして入力信号のサンプル値を用いる場合を示し、 AC S回路 1 4 1 はパスメモリ 1 4 2、パスセレクタ 1 4 3、仮定パスメモリ 1 4 4、干渉量算出器 1 4 5、干渉量予測器 1 4 6、シフトレジスタ 1 4 7， 1 4 8を含む。

入力信号のサンプル値はシフトレジス夕 1 4 7， 1 4 8の接続段から A C S回路 1 4 1に入力され、又シフトレジスタ 1 4 7の X -₂のサンプル値が干渉量予測器 1 4 6に入力され、シフトレジスタ 1 4 8の出力のサンプル値が干渉量算出器 1 4 5に入力される。 AC S回路 1 4 1 に加える仮定サンブル値 yは前述の (3)式に基づいて求めるものであり、その第- 1項は仮定パスメモリ 1 4 4の値から求められ、第 2項はパスメモリ 1 4 2の値を用いるものでなく、過去のサンプル値 χ₂ を用いて干渉量算出器 1 4 5により求められ、又第 3項は未来のサンプル値 Χ-2を用いて干渉量予測器 1 4 6により求められる。

又前述の (3)式の第 2項は、

∑ g -■ b i = g - (m₊ n x_ra+ i —-(9) となり、（3)式の第 3項は前述の (6)式で表される。この (9)式及び前述の (6) 式はパスメモリ 1 4 4及びパスメモリ 1 4 2からサンプル値 Xに対する干渉量を考慮していないので、この干渉量を考慮すると、（9)式は、 g - i D i = g - Cm+ l )

i— m +】

— _k

x Cx_m+1 一 ( ∑ - i* a i ' + ∑ g ， c』，）〕 -ttO)

J 1 i -k-1

となる。又 (6)式は前述の (7)となる。

従って、仮定サンプル値 yは、 -in+ k - 1

y = ∑ g -i a i + g - _(ra+]) i+ k - 1

x 〔x 一 ( ∑ s ( i一 ] ) a ) 〕 + g- 1 )

X Cx - ( ∑ g - (_{i +m+}n a i ) 〕 -(11) となる。即ち、図 1 2に示す構成によって仮定サンプル値 yが得られる, なお、矢印は前述の実施例と同様に、乗算及び加算を行うことを示すものであり、仮定サンプル値の算出部としては、例えば図 1 1 に示す構成と類似して乗算器と加算器とにより実現することができる。

前述の (11)式により、過去のサンプル値を用いて干渉量を算出して仮定サンプル値を求めるものであるから、パスメモリ 1 4 2の内容を用いて干渉量を求める場合に比例して、復号の誤りの波及を回避することがでさる。

図 1 3は本発明の第 3実施例要部ブロック図であり、 AC回路 1 5 1、パスメモリ 1 5 2、パスセレクタ 1 5 3、仮定パスメモリ 1 5 4、干渉量算出器 1 5 5、干渉量予測器 1 5 6、シフトレジスタ 1 5 7, 1 5 8 は排他的論理和回路 1 5 9、切替回路 1 6 0である。

この実施例は過去のデータによる干渉量を、過去のサンプル値 χ₂ を用いて算出した第 1の干渉量と、パスメモリ 1 5 2の値 b ₂ , b ₃ ， b 4 を用いて算出した第 2の干渉量とを、排他的論理和回路 1 5 9の出力によって切替え制御される切替回路 1 6 0によって切替えて、仮定サンプル値 yの算出に用いるものである。即ち、パスメモリ 1 5 2の最終段の出力が収束された場合、排他的論理和回路 1 5 9の出力が " 0 " となるから、切替回路 1 6 0はパスメモリ 1 5 2を用いて求めた干渉量を選択し、パスメモリ 1 5 2の最終段の出力が拘束されない場合、排他的論理和回路 1 5 9の出力が " 1 " となるから、切替回路 1 6 0は過去のサンプル値を用いて求めた干渉量を選択することになる。

従って、復号誤りが発生してパスメモリ 1 5 2の最終段が収束しない場合には、入力信号の過去のサンプル値を用いて干渉量を算出し、その干渉量を基に仮定サンプル値を求めるから、誤りの波及を回避することができる。

図 1 4は前述の (3)式を用いた復号部を用する本発明の第 4の実施例の要部ブロック図である。特に、クロック再生を行う経路の信号を用いて未来のデータによる波形干渉を推定し、復号の誤り率を改善するものである。第 4の実施例は、波形干渉を受けた入力信号を等化及びパルス化部 2 0 4によりパルス化し、そのパルスに位相同期したサンプリングク口ック信号を発生するク口ック再生部 2 0 1 と、このクロツク再生部 2 0 1からのサンプリングクロック信号に従って入力信号をサンプリングする A Z D変換部 2 0 2と、この A Z D変換部 2 0 2からのサンプル値と仮定サンプル値とを用いて最尤復号する復号部 2 0 2とを備え、この復号部 2 0 2に於いて、入力信号の等化後のサンプル値又はパルス化後のパルスを甩いて、現時点のサンプル値より時間的に前のデータによる干渉量を推定して仮定サンプル値を求め、その仮定サンプル値を用いて最尤復号するものである。

叉復号 2 0 3は、入力信号の等化後のサンプル値又パルス化後のパルスを入力するシフトレジス夕と、入力信号のサンプル値を入力する A C S回路と、仮定パスメモリと、パスメモリと、パスセレクタとを備え、シフトレジスタの内容と、仮定パスメモリの内容と、パスメモリの内容とを基に、仮定サンプル値を求めて A C S回路に入力するものである。第 4の実施例に於いて、波形干渉を受けた入力信号の等化出力を A Z D変換部 2 0 2によりサンプリングしたサンプル値又はクロック再生部 2 0 1 に加えるパルスは、入力信号を等化して硬判定した結果を示し、これを仮の復号値として復号部 2 0 3に入力することになる。この仮の復号値を用いて未来のデ一夕による干渉量を推定して、仮定サンプル値を求めることにより、現時点のデ一夕に与える過去のデータによる干渉量と共に、未来のデータによる干渉量を推定した仮定サンプル値を用いることができる。従って、拘束長を長くすることなく、復号の誤り率を改善することができる。

また、復号部 2 0 3に於いて、仮の復号値をシフトレジス夕に入力し、 A C S回路に入力信号のサンプル値を入力し、シフトレジス夕の内容と仮定パスメモリの内容とパスメモリの内容とを基に、現時点のサンプル値に対する過去及び未来のデータによる干渉量を推定した仮定サンプル値を求めて、 A C S回路に入力し、この仮定サンプル値と入力信号のサンプル値との誤差の二乗出力と前回のメトリック値とを加算して比較して小さい方を選択することにより、最尤復号を行うものである。

図 1 5は第 4の実施例のより詳細な構成を示すブロック図であり、磁気ディスク装置等に於ける磁気記録媒体からへッド 2 1 1 により記録情報が再生され、この再生信号を入力信号と復号する場合を示す。図示するように、第 4の実施例は増幅器 2 1 1、等化器（イコライザ） 2 1 3、パルス化回路 2 1 4、位相同期回路（P L L ) 2 1 5、フィルタ 2 1 6、 A Z D変換器 2 1 7、ビタビ復号器 2 1 8である。

入力信号（再生信号）は前述のように波形干渉を受けており、増幅器 2 1 2のより増幅されて等化器 2 1 3 とフィルタ 2 1 6 とに加えられ、等化器 2 1 3により波形等化された入力信号は、パルス化回路 2 1 4に於いてピーク検出等によりパルス化され、位相同期回路 2 1 5に加えられる。この位枏同期回路 2 1 5からパルスに位相同期したクロック信号が、 AZD変換器 2 1 7にサンプリングクロック信号として加えられ、この A D変換器 2 1 7に於いてフィルタ 2 1 6を介した入力信号のサンプリングが行われ、ディジタル信号に変換され、そのサンプル値がビタビ復号器 2 1 8に加えられ、又パルス化回路 2 1 4からの入力信号の " 1 " ， " 0 " に対応したパルスが、仮の復号値としてビタビ復号器 2 1 8に加えられる。

パルス化回路 2 1 4は、例えば、微分回路と零クロス検出回路とを備え、等化器 2 1 3の出力信号を微分回路により微分することにより、ピーク点に相当する時点で微分出力は零となるから、零クロス検出回路によりその零となる点を検出してパルスを出力するものである。又ビ夕ビ復号器 2 1 8は、図 1 6に示す構成を有し、図 2に示す従来例と同様にビタビ復号器 2 2 1 とシフトレジスタ 2 2 2を有する。ビタビ復号器 2 1 8は仮定パスメモリ 2 2 3、 AC S回路 2 2 4、パスメモリ 22 5、パスセレクタ 2 2 6を含む。シフトレジス夕 2 2 2と仮定パスメモリ 2 2 3とパス 2 2 5とは、それぞれ複数列の構成を有すると共に、 " 1 " , " 0 " , "— 1 " を記憶できる構成を有するものである。又矢印で示すように、乗算及び加算処理により仮定サンプル値を求める仮定サンプル値算出部を有するものである。

現時点のサンプル値に対する過去のデータ及び未来のデータによる干渉を考慮した場合、図 4の（ c) の孤立波形のビット周期のサンプル値 g i と、現在、過去、未来に相当するパスの値 a i , b i ， C i とを用いて、仮定サンプル値 yを前述の (3)式で求めるものである。ここで、改めて (3)式を示すと、 y = ∑ - i a i + ∑ -ib i +"∑ - i C i 〜(3) 前述のように、拘束長 k = 3とすると、 m= l となり、仮定パスメモリ 22 3の i =ー 1から i =+ 1までの 3ビット a a。， a と、孤立波形のサンプル値 g, , g。， g_,との乗算と加算が行われ、 n = 4とすると、パスメモリ 2 2 5の i = 2から i = 4までの 3ビット b ₂ , b 3 , b 4 と、孤立波形のサンプル値 g-₂. g-₃. g-₄との乗算と加算とが行われ、シフトレジスタ 2 22の i =ー 4から i =— 2までの 3 ビット C-4. c -₃. c -₂と、孤立波形のサンプル値 g₄ ， g₃ , g₂ との乗算と加算とが行われ、それらの加算結果が加算されて仮定サンプル値 yとなる。即ち、シフトレジスタ 222に入力されるパルスと、 AZ D変換器 2 1 7からのサンプル値とについて、前述の i = 0を現時点とした時に、それぞれの位相を合わせる必要があり、シフトレジスタ 22 2の段数の選定等による仮定サンプル値算出部に於ける遅延処理を行うものである。

図 1 7は (3)式による仮定サンプル値 yを算出する仮定サンプル値算出部の要部プロック図であり、シフトレジスタ 22 2、仮定パスメモリ 2 2 3、パスメモリ 22 5、乗算器 3 1〜 3 9、加算器 4 0を含む。孤立波形のサンプル値 g ₄ 〜g-₄ (図 4の（ c ) 参照）に、シフトレジスタ 2 2 2の3ビット。—₄. c -₃. c -₂と、仮定パスメモリ 22 3の 3ビット a -】. a 0 , a , と、ノ、。スメモリ 22 5の 3ビット b₂ , b₃ ， b ₄ とが、乗算器 2 3 1〜2 3 9に加えられて乗算され、各乗算器 2 3 1〜 2 3 9の出力が加算器 24 0に加えられて加算され、その加算器 24 0 の出力がサンプル値 yとして A C S回路 224に入力されるものである。そして、 ACS回路 2 24に於いてサンプル値との差が求められる。即ち、過去のデータによる干渉と未来のデータによる干渉とを考慮した仮定サンプル値 yが得られる。

図 1 8は本発明の第 5実施例のプロック図であり、ヘッド 2 5 1、増幅器 2 5 2、等化器 2 5 3、パルス化回路 2 5 4、位相同期回路（P L L) 2 5 5、フィルタ 2 5 6、 AZD変換器 2 5 7、ビタビ復号器 2 5 8、等化器 2 5 3の出力をサンプリングしてディジタル信号に変換する AZD変換器 2 5 9を有する。図 1 5に示す実施例に於けるパルス化回路からのパルスではなく、等化器 2 5 3の出力信号を A/D変換器 2 5 9により変換したディジタル信号をビ夕ビ復号器 2 5 8に入方するものである。

又ビタビ復号器 2 5 8は、前述の実施例のビ夕ビ復号器 2 1 8 と同様な構成を有するものであり、そのシフトレジスタ 2 2 2には、 AZD変換器 2 5 9によるサンプル値が入力される。

図 1 9は干渉量の説明図であり、時刻一 iに於ける信号が時刻 0に及ぼす干渉量を示すもので、時刻一 iの信号の取り得る値としては、等化により他からの干渉がないとした場合を仮定すると、 " 1 " ， " 0 " , "一 1 " を中心に、ノイズの影響で正規分布すると考えることができる < その時のサンプル値が X 'であった場合の確率 p (X, X ' ) は、

(χ' - )

P X, X ¹ ) = 2 σ²

V Γ σ •(12) により表される。又データとして " 1 " , " 0 "， "一 1 " であった時の時刻 0に及ぼす干渉量が、それぞれ図示のように g i g i ", g i ' "であったとすると、サンプル値が X 'であった時の干渉量の期待値 g_{x i}は、 g x i =

P i + P o + P -】

となる。

又次の (14)式の条件を (13式に代入すると、

g i P i - S i P -l

g_{x i}= …( ）

P i + P o + P -l

となる。ここで、サンプル値を横軸に、その時の干渉量の期待値を縦軸にそれぞれ示し、 SZNをパラメ一夕とすると、図 2 0に示すものとなる。同図から判るように、 S/N比が高い場合は、干渉量を " 0 " , " 1 " 等の復号値を用いて求める方が良いが、 SZNが低い場合は、サンプル値を用いて確率的に干渉量を求めなければならないことを示す。そこで、ノイズの影響を考慮して、

g xi = g s X ' —(16) とすると、仮定サンプル値 yは、 y = = ∑ g-i a i + ∑ g-i b i + ∑ g-i x i ' 〜(17) として求めることができる。

従って、図 1 8の A/D変換器 2 5 9によるサンプル値 x i '力、'、ビ夕ビ復号 2 5 8のシフトレジスタ 2 2 (図 1 6参照）に入力され、 c -₂.

C - 3. C - 4の代わりに、 X - 2 '， X - 3 ' , X - 4 'が入力されることになり、（17)式による仮定サンプル値 yが求められ、ビタビ復号器 2 5 8の A C S回路 2 2 4 (図 1 6参照）に入力されて、 A D変換器 2 5 7からのサンプル値との差の二乗出力と、前回のメトリツク値とが加算されて、新たなメトリック値が得られ、このメトリツク値の比較により小さい方が選択され、選択された仮定パスの最後尾の値がパスメモリ 2 2 5 (図 1 6参照）に入力される。

前述のように、波形干渉が仮定パスの範囲（拘束長 k ) を越える場合でも、仮定パスの前（未来に相当）のデータからの波形干渉を求める際に、等化を行って波形干渉を少なくしたサンプル値を用い、更にノイズを考慮して、僅かな構成を追加するだけで確率的に波形干渉量を推定することにより、正確な仮定サンプル値を得ることができる。従って、復号の誤り率を向上することができる。

図 2 1は本発明の第 6実施例の要部ブロック図である。第 6の実施例は、前段のビタビ復号器の出力を用いて、後段のビタビ復号器に於いて仮定パスの前方の干渉量を推測して復号するものである。

波形干渉を受けた信号の A Z D変換器 3 0 3によるサンプル値を用いて仮に最尤復号する第 1のビタビ復号器 3 0 1 と、この第 1のビ夕ビ復号器 3 0 1の出力と前記サンプル値とを入力して最尤復号する第 2のビ夕ビ復号器 3 0 2とを備え、この第 2のビタビ復号器 3 0 2に於いて、第 1のビ夕ビ復号器 3 0 1の出力を用いて現時点のデータに対する未来のデータによる干渉量を推測し、且つバスメモリの内容により現時点のデータに対する過去のデータによる干渉量を推測して仮定サンブル値求め、この仮定サンブル値と前記サンプル値とを用いて復号処理を行うものである。

又第 1のビ夕ビ復号器 3 0 1の A C S回路からのメトリック値を第 2 のビ夕ビ復号器 3 0 2の A C S回路に入力し、且つ第 1のビ夕ビ復号器 3 0 1のバスメモリの最終段の出力を第 2のビタビ復号器 3 0 2の AC S回路に加える仮定サンプル値の算出部に入力するものである。

第 1のビ夕ビ復号器 3 0 1 により誤り訂正復号された仮の復号値を用いて、第 2のビタビ復号器 3 0 2により最尤復号を行うものであり、 2 段階の誤り訂正復号を行うことになるから、誤り率を改善することができる。又第 2のビ夕ビ復号器 3 0 2は、第 1のビ夕ビ復号器 3 0 1からの仮の復号値を用いて、未来のデータによる干渉量を推測して仮定サンプル値を算出するもので、仮定パスの長さを長くすることなく、正確な仮定サンプル値を得ることができる。従って、誤り率を改善することができる。

また、第 1のビ夕ビ復号器 3 0 1のパスメモリの最終段の出力を選択して復号出力とすることなく、その最終段の出力を第 2のビタビ復号器 3 0 2に入力し、それを用いて未来のデータによる干渉量を推測するものである。又第 1のビ夕ビ復号器 3 0 1の AC S回路からのメトリック値を第 2のビタビ復号器 3 0 2の AC S回路に入力して、メトリック演算に於-いて加算し、メトリツク値の比較を容易にするものである。

図 2 2は第 6の実施例をより詳細に示すブロック図であり、磁気へッド 3 1 1、増幅器 3 1 2、イコライザ 3 1 3 , 3 1 6、パルス化回路 3 1 4、位相同期回路（P L L) 3 1 5、 AZD変換器 3 1 7、第 1 , 第 2のビタビ復号器 3 1 8 , 3 1 9、誤り訂正復号器 3 2 0を含む。

磁気ディスク等の記録媒体から磁気へッド 3 1 1 により再生された信号は、波形干渉を受けているものであり、この再生信号は増幅器 3 1 2 により増幅され、フィルタ等を含むイコライザ 3 1 3 , 3 1 6により等化増幅されると共にノイズ除去等が行われ、パルス化回路 3 1 4に於いてピーク検出によりパルス化されて位相同期回路 3 1 5に加えられ、位相同期回路 3 1 5から再生信号位相に同期したクロック信号が A Z D変換器 3 1 7に加えられる。 A Z D変換 3 1 7は、このクロック信号の夕ィミングに従って、イコライザ 3 1 6から再生信号をサンプリングするもので、サンプル値は第 1 , 第 2のビタビ復号器 3 1 8 , 3 1 9に加えられる。

第 1 のビタビ復号器 3 1 8は、 A C S回路とパスメモリとパスセレク夕と仮定パスメモリとを含み、従来例と同様にして復号を行い、その復号出力を仮の復号値とするものである。又第 2のビタビ復号器 3 1 9は、この仮の復号値を用いて仮定パスの前方からの干渉量を推測して復号処理を行うものである。この場合、仮の復号値と、第 2のビタビ復号器 3 1 9に入力されるサンプル値との位相合わせが必要となるが、第 1のビ夕ビ復号器 3 1 8に於ける仮定パスの長さ（拘束長）と、パスメモリの長さから、仮の復号値が得られる遅延量を求めることができるので、シフトレジスタ等による遅延回路により位相合わせの構成は容易に実現できる。

又誤り訂正復号器 3 2 0は、入力された信号が誤り訂正符号化されている場合に設けるもので、第 1のビタビ復号器 3 1 8の復号出力について、誤り訂正復号し、それを仮の復号値として、第 2のビタビ復号器 3 1 9に入力することになる。

前述のように、第 1のビタビ復号器 3 1 8により誤り訂正復号が行われ、更に第 2のビタビ復号器 3 1 9により誤り訂正復号が行われるから、誤り率が改善される。

前述のように、未来のデータによる干渉を考慮した場合に、図 4の ( c ) の孤立波形のビット周期のサンプル値 g i と、現在、過去、未来のパスの値 a i , b , , C i とを用いて仮定サンプル値 yを前述の (3)式で求めるものである。

前述の (3)式の処理を行う第 2のビタビ復号器 3 1 9の要部は図 1 6に示した構成を有する。第 1のビ夕ビ復号器 3 1 8からの仮の復号値はシフトレジス夕 2 2 2に順次シフトされ、サンプル値は AC S回路 2 2 4 に入力される。

拘束長 k (仮定パスの長さ）を 3 とすると、仮定パスメモリ 2 2 3の 3 ビット a - a 0 , a , と、ノスメモリ 2 2 5の 3 ビット b ₂ ， b ₃ , b ₄ と、シフトレジスタ 2 2 2の 3 ビット c -₂, c -_3> c -₄ (各ビットの時間の位置は図 4の（ a) 参照）と、孤立波形のサンプル値 g i (サンプル値の時間位置は図 4の（ c ) 参照）とを用いて、仮定サンプル値 yが (3)式に従って求められるもので、仮定により乗算と加算を行うことを示す。

(3)式による仮定サンプル値 yを算出する仮定サンプル算出部は、図 1 7の構成を有する。孤立波形のサンプル値 g-₄〜g₄ (図 4の（C) 参照）に対して、第 1のビタビ復号器 3 1 8からの仮の復号値が加えられるシフトレジスタ 2 2 2の 3 ビット c -₄, C - 3, C -₂と、仮定パスメモリ 2 2 3の 3 ビット a -】， a。， a , と、パスメモリ 2 2 5の 3 ビット b 2 , b ₃ , b 4 とが乗算器 2 3 1〜2 3 9に加えられて乗算され、各乗算器 2 3 1〜2 3 9の出力が加算器 2 4 0に加えられ、その加算器 2 4 0の出力が仮定サンプル値 yとして AC S回路 2 2 4に入力されるものである。そして、 A C S回路 2 2 4に於いてサンプル値との差が求められる。即ち、過去のデ一夕による干渉と未来のデータによる干渉とを考慮した仮定サンプル値 yが得られる。

図は本発明の第 7の実施例の要部プロック図であり、第 1のビタビ復号器 3 5 1 と第 2のビ夕ビ復号器 3 5 2 とシフトレジス夕 3 4 1 とを有する第 1のヒ夕ビ復号器 3 5 1は、シフトレジスタ 3 4 2、仮定パスメモリ 3 4 3、 A C S回路 3 4 4及びパスメモリ 3 4 5を有する。第 2のビタビ復号器 3 5 2は仮定パスメモリ 3 5 3、 A C S回路 3 5 4、パスメモリ 3 5 5、パスセレクタ 3 5 6及びシフトレジスタ 3 5 7を有する。第 1のビ夕ビ復号器 3 5 1の A C S回路 3 4 4にサンプル値が入力され、仮定パスメモリ 3 4 3の内容に基づいて (1)式による仮定サンプル値が求められ、或いはパスメモリ 3 4 5の内容も用いて (2)式による仮定サンプル値が求められ、サンプル値と仮定サンブル値との差の二乗出力と前回のメトリック値との和が求められて比較され、小さい方を次のメトリック値として選択され、そのメトリック値はシフトレジスタ 3 4 2を介して第 2のビタビ復号器 3 5 2の A C S回路 3 5 4に入力され、選択情報はパスメモリ 3 4 5に加えられ、そのパスメモリ 3 4 5の最終段の出力は第 2のビタビ復号器 3 5 2のシフトレジス夕 3 5 7に入力される c 又サンプル値はシフトレジス夕 3 4 1を介して第 2のビタビ復号器 3 5 2の A C S回路 3 5 4に入力される。

シフトレジスタ 3 4 1 , 3 4 2は、第 1のビ夕ビ復号器 3 5 1 と第 2 のビタビ復号器 3 5 2との間の位相合わせを行う為の遅延回路として作用するものであり、第 1のビタビ復号器 3 5 1の仮定パスメモリ 3 4 3 の長さとパスメモリ 3 4 5の長さとに対応して選定される。

第 2のビタビ復号器 3 5 2に於いては、シフトレジス夕 3 5 7の内容と、仮定パスメモリ 3 5 3の内容と、パスメモリ 3 5 5の内容を基に、矢印で示すように、（3)式に従った乗算、加算処理により、仮定サンプル値が算出され、 A C S回路 3 5 4に於いては、この仮定サンプル値とシフトレジスタ 3 4 1を介して入力されたサンプル値との差の二乗出力と. 前回のメトリック値及びシフトレジス夕 3 4 2を介して入力されたメトリック値との和が求められて比較され、小さい方が次のメトリック値として選択がされて、次回のメトリック値となる。従って、第 1のビ夕ビ復号器 3 5 1の復号値として可能性のあるパスメモリ 3 4 5の値と、その確からしさを示すメトリック値とを含めて、第 2のビタビ復号器 3 5 2に転送され、サンプル値の最尤復号が行われるから、誤り率が改善される。

本発明は前述の各実施例にのみ限定されるものではなく、磁気記録装置の再生信号以外の波形干渉を受けた信号の復号にも適用されるものでめ。

産業上の利用可能性

以上説明したように本発明の最尤復号方法及び装置は回路規模を増大することなく復号の誤り率を改善することができ、磁気記録装置の信号再生などに用いることができる。

Claims

請求の範囲

1 . 波形干渉を受けた入力信号を復号する最尤復号方法であって、

( a ) 仮定パスメモリに記憶された仮定データ列より時間的に前に位置する所定数ビット分の前記入力信号のサンプル値を用いて仮定データ列より時間的に後に位置する未来の信号による干渉量を推定するステツプと、

( ) 該干渉量を参照して前記入力信号の仮定サンプル値を求めるステツプと、

( c ) 該仮定サンブル値と前記入力信号のサンプル値を用いて前記入力信号を最尤復号して複数の生き残りパスを生成してパスメモリに記憶した後、最も確からしい 1つの生き残りバスのデータを復号データ列として出力するステップとを有する。

2 . 前記ステップ（a ) は前記所定数ビット分の入力信号のサンプル値と、前記仮定データ列とを用いて前記未来の信号による干渉量を推定するステップを有し、

前記ステップ（b ) は該干渉量と、前記仮定データ列と、前記生き残りパスのデータとを用いて、前記仮定サンプル値を求めるステップとを有する請求項 1記載の最尤復号方法。

3 . 前記ステップ（a ) は前記所定数ビット分の入力信号のサンプル値と、前記仮定データ列とを用いて前記未来の信号による干渉量を推定するステップを有し、

前記最尤復号方法は更に、前記仮定データ列より時間的に後に位置する所定数ビット分の入力信号のサンプル値を用いて、前記仮定デ一夕列より時間的に前に位置する過去の信号による干渉量を推定するステツプ ( d ) を有し、前記ステップ（b) は前記未来の信号による干渉量と、前記仮定デー夕列と、前記過去の信号による干渉量とを用いて、前記仮定サンブル値を求めるステップを有する請求項 1記載の最尤復号方法。

4. 前記ステップ（a) は前記所定数分の入力信号のサンブル値と、前記仮定データ列とを用いて前記未来の信号による干渉量を推定するステツプと有し、

前記最尤復号方法は更に、

前記仮定データ列より時間的に後に位置する複数ビット分の前記入力信号のサンプル値から前記仮定データ列より時間的に位置する過去の信号による第 1の干渉量を求めるステップ（d) と、

前記生き残りパ又のデータから過去の信号による第 2の干渉量を求めるステップ（e) と、

前記パスメモリの最終段の出力データが収束したときに前記過去の信号による第 2の干渉量を選択し、収束しないときに前記過去の信号による第 1の干渉量を選択するステップ（f ) を有し、

前記ステップ（b) は選択された干渉量と、前記仮定データ列と、前記未来の信号による干渉量とを用いて、前記仮定サンプル値を求める請求項 1の最尤復号方法。

5. 請求項 1記載の最尤復号方法において、

更に、前記入力信号を等化しディジタル化して仮の復号デ一夕列を生成するステップ（d) を有し、

前記ステップ（b) は以下の式により仮定サンプル値を求めるステツプを有する：

-m + k - 1

y = ∑ g a + ∑ g-ib i + ∑ g-i c ここで、 a ; は仮定パスメモリに記憶された仮定データ列の 1 ビット、 b i はパスメモリに記億された復号データ列の 1 ビット、 C i はステツプ（d) で得られた仮の復号データ列の 1 ビット、 g- iは孤立波形を有する入力信号のサンプル値、 gは仮定サンプル値、，· ， _k , _m はそれぞれ整数である。

6. 請求項 1記載の最尤復号方法において、前記ステップ（b) は以下の式により仮定サンプル値を求めるステップを有する： y = . g -■ a i + ∑ g - i b i

■k - 1

+ g- (-, 1 ) CX -_m-i一 ( ∑ g ( i a

+ g - C i +m+l) b i ) 〕

i一一 m + k

ここで、 a i は仮定パスメモリに記憶された仮定データ列の 1 ビット、 b i はパスメモリに記億された復号デ一夕列の 1 ビット、 g は孤立波形を有する入力信号のサンプル値、 x-_m -】は入力信号のサンプル値、 y は仮定サンプル値、 i ， _k , _m はそれぞれ整数である。

7. 請求項 1記載の最尤復号方法において、前記ステップ（b) は以下の式により仮定サンプル値を求めるステップを有する：

-m+ k - 1

y = ^ g - i a ί + - (_m+ n

X 〔X m" ― (∑ g - < i -m- n a i ) ) + g - (-_m- l )

S - ( ϊ +m+ I ) a i ) ϋ こで、 a i は仮定パスメモリに記された仮定データ列の 1 ビット、 b i はパスメモリに記憶された復号データ列の 1 ビット、 g— iは孤立波形を有する入力信号のサンプル値、 x_m+1 , Χ ι-,はそれぞれ入力信号のサンプル値、 yは仮定サンプル値 i ， _k ， _m はそれぞれ整数である。

8. 請求項 1記載の最尤復号方法において、

更に前記入力信号のサンプル値を最尤復号して仮の復号データ列を生成するステップ（d ) を有し、

一 m + k—】 n — m - 1

y = ∑ g -i a i + ∑ g -i b i + ∑ -i C i

i --_ra i -m₊k i --n

ここで、 a ; は仮定パスメモリに記憶された仮定データ列の 1 ビット、 b i はパスメモリに記憶された復号データ列の 1 ビット、 C i はステツプ（ d ) で得られた仮の復号データ例の 1 ビット、 g -iは孤立波形を有する入力信号のサンプル値、 yは仮定サンプル値、，， _k ， _m はそれぞれ整数である。

9. 請求項 8記載の最尤復号方法において、更にステップ（d ) で生成した仮の復号データ列に対し誤り訂正復号を行い、誤り訂正された後仮の復号データ列を生成するステツプを有する。

1 0. 波形干渉を受けた入力信号を復号する最尤復号装置であって、入力信号をサンプリングしてサンプル値を生成する AZD (アナログ

Zディジタル）変換手段と、

仮定デ一夕列を記憶する仮定パスメモリと、

該仮定パスメモリに記憶された仮定データ列より時間的に前に位置する所定数ビット分の前記入力信号のサンプル値を用いて仮定データ列より時間的に後に位置する未来の信号による干渉量を推定し、該干渉量を参照して前記入力信号の仮定サンプル値を求める仮定サンプル値算出手段と、

該仮定サンプル値と前記入力信号のサンプル値を用いて前記入力信号を最尤復号して複数の生き残りパスを生成してパスメモリに記憶した後、最も確からしい 1つの生き残りパスのデータを復号データ列として出力する復号手段を有する。

1 1 . 前記仮定サンブル値算出手段は

前記所定数ビット分の入力信号のサンプル値と、前記仮定データ列とを用いて前記未来の信号による干渉量を推定する第 1の手段と、

該干渉量と、前記仮定データ列と、生き残りパスとを用いて、前記仮定サンプル値を求める第 2の手段とを有する請求項 1 0記載の最尤復号

1 2 . 前記仮定サンプル値算出手段は前記所定数ビット分の入力信号のサンプル値と、前記仮定データ列とを用いて前記未来の信号による干渉量を推定する第 1の手段を有し、

前記最尤復号装置は更に、前記仮定データ列より時間的に後に位置する所定数ビット分の入力信号のサンブル値を用いて、前記仮定データ列より時間的に前に位置する過去の信号による干渉量を推定する第 2の手段を有し、

前記仮定サンプル値算出手段は前記未来の信号による干渉量と、前記仮定データ列と、前記過去の信号による干渉量とを用いて、前記仮定サンプル値を求め第 3の手段を有する請求項 1 0の最尤復号装置。

1 3 . 前記仮定サンプル値算出手段は前記所定数ビット分の入力信号のサンプル値と、前記仮定データ列とを用いて前記未来の信号による干渉量を推定する第 1の手段を有し、前記最尤復号装置は更に、

前記仮定データ列より時間的に後に位置する複数ビット分の前記入力信号のサンプル値から前記仮定データ列より時間的に位置する過去の信号による第 1の干渉量を求める第 2の手段と、

前記生き残りパスのデータから過去の信号による第 2の干渉量を求める第 3の手段と、

前記パスメモリの最終段の出力データが収束したときに前記過去の信号による第 2の干渉量を選択し、収束しないときに前記過去の信号による第 1 の干渉量を選択する第 3の手段を有し、

前記仮定サンプル値算出手段は選択された干渉量と、前記仮定データ列と、前記未来の信号による干渉量とを用いて、前記仮定サンプル値を求める請求項 1 0の最尤復号装置。

1 4. 請求項 1 0記載の最尤復号装置において、

更に、前記入力信号を等化しディジタル化して仮の復号データ列を生成する生成手段を有し、

前記仮定サンプル値算出手段は以下の式により仮定サンプル値を求める手段を有する： y = ∑ g - i a i + ∑ g-ib i + ∑ g- . C i

i一一 m i "— m + k i —— n

ここで、 3 i は仮定パスメモリに記憶された仮定データ列の 1 ビット、 b i はパスメモリに記憶ざれた復号データ列の 1 ビット、 _{C i} はステツプ（ d) で得られた仮の復号デ一夕列の 1 ビット、 g- iは孤立波形を有する入力信号のサンプル値、 gは仮定サンプル値、 i ， _k , _m はそれぞれ整数である。

1 5. 請求項 1 0記載の最尤復号装置において、前記仮定サンプル値算出手段は以下の式により仮定サンプル値を求める手段を有する： y = ^ g - i a i + g - (m+ i ) k - 1

x Cx — (∑ g - C i -m- l ) a i ) 〕 + g - (-m- 1 )

'k―】

CX-m- l一 (∑ s ( i—I a _s ) ) ここで、 a i は仮定パスメモリに記された仮定データ列の 1 ビット、 b i はパスメモリに記憶された復号データ列の 1 ビット、は孤立波形を有する入力信号のサンプル値、 χ„₊₁ , χ-»-,はそれぞれ入力信号のサンプル値、；， _k ， _m はそれぞれ整数である。

1 6. 請求項 1 0記載の最尤復号装置において、前記仮定サンプル値算出手段は以下の式により仮定サンプル値を求めるステップを有する： y = ∑ g - i a i + -

-m+ k - 1

X m+ 1 一 ( S - ( i - in - 1 ) 3 i ) J + g- (-m- l )

_m + k—】

CX-_m-i - (∑ g - (i-_m+n a i ) 〕ここで、 a , は仮定パスメモリに記された仮定データ列の 1 ビット、 b i はパスメモリに記億された復号データ列の 1 ビット、 g は孤立波形を有する入力信号のサンプル値、 X_m+】， X-_m はそれぞれ入力信号のサンプル値、 i , _k ， _TO はそれぞれ整数である。

1 7. 請求項 1 0記載の最尤復号装置において、

更に前記入力信号のサンプル値を最尤復号して仮の復号データ列を生成する生成手段を有し、

前記仮定サンプル値算出手段は以下の式により仮定サンプル値を求める手段を有する：

-m + k - 1 n -m- 1

y = ^ g -s a s + ∑ g-i b s + ∑ -s C i ここで、 a ; は仮定パスメモリに記憶された仮定データ列の 1 ビット、 b i はパスメモリに記憶された復号デ一夕列の 1 ビット、 C i は仮の復号データ例の 1 ビット、 g- iは孤立波形を有する入力信号のサンプル値、 yは仮定サンプル値、 i , _k , „ はそれぞれ整数であり、

前記生成手段は第 1のビタビ復号器を構成し、前記 AZD変換手段、仮定パスメモリ、仮定サンプル値算出手段及び復号手段は第 2のビタビ復号器を構成する。

1 8. 請求項 1 7記載の最尤復号装置において、更に前記生成手段で生成した仮の復号データ列に対し誤り訂正復号を行い、誤り訂正された仮の復号デ一夕列を生成する手段を有する。

1 9. 請求項 1 4記載の最尤復号装置において、前記生成手段は等化された入力をパルス化して前記仮の復号データ列を生成する手段を有する

2 0. 請求項 1 4記載の最尤復号装置において、前記生成手段は、等化された入力信号からクロックパルス信号を生成するクロックパルス生成手段と、

該クロックパルス信号に同期して等化された入力信号をディジタル化して前記仮の復号データ列を生成する AZD変換手段とを有する。