JP5035075B2 - 光変調器の制御方法および制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、光通信分野における変調技術に関し、特に、直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation：ＱＡＭ）方式により光を変調する光変調器の制御方法および制御装置に関する。

近年、４０ギガビット毎秒（Ｇｂｐｓ）や１００Ｇｂｐｓなどの高速な信号光を高密度で波長多重伝送するために、高いスペクトル密度を有する光変調方式の検討が盛んになっている。また、コヒーレント受信技術の研究開発も活発化していることから、これまでに実用化している差動四相位相偏移変調（Differential Quadrature Phase Shift Keying：ＤＱＰＳＫ）方式よりもさらに多値の変調方式となる１６ＱＡＭ方式などを適用した受信器の実現も現実味をおびてきており、その検討が行われるようになっている。

このような状況下において、最近、１６ＱＡＭ方式による光変調器の一形態として、２つのＱＰＳＫ変調器を並列に接続し、各ＱＰＳＫ変調器で変調された信号光のパワー比が４：１となるように合波する構成が提案された（例えば、非特許文献１参照）。
T. Sakamoto, A. Chiba and T. Kawanishi, "50-Gb/s 16 QAM by a quad-parallel Mach-Zehnder modulator", ECOC 2007, PD2.8.

ところで、上記の１６ＱＡＭ方式による光変調器の構成に関しては、２つのＱＰＳＫ変調器の出力光を合波する際の位相差が、各ＱＰＳＫ変調器の個体ばらつき、ＤＣドリフト、波長依存性、温度依存性、経時劣化等によって、理想値のｎ×９０°（ｎは整数）からずれる可能性がある。また、各ＱＰＳＫ変調器で変調された成分が出力光に占めるパワー比についても、各ＱＰＳＫ変調器の個体ばらつき、波長依存性、温度依存性、経時劣化などによって、理想値の４：１からずれる可能性がある。

具体的に、図２５は、上記各ＱＰＳＫ変調器の出力光の位相差のずれによって、１６ＱＡＭ信号光のコンスタレーション（横軸に同相成分Ｉ、縦軸に直交成分Ｑをとり、シンボル毎の位相差と振幅の関係を直交座標系で表示したもの）が変化する様子を模式的に例示した図である。１６ＱＡＭ信号光の各シンボル（図中の黒丸印）は、前記位相差が理想状態（ｎ×９０°）にあるとき、図２５の上段に示すような配置となり、各々のシンボル間の距離が等しくなる。これに対して前記位相差が理想状態からずれると、図２５の下段に示すように、各シンボルの配置は、第１〜第４象限の各々おける４つのシンボルの中心点（破線で示す対角線の交点）を中心にして回転する。なお、実際には直交座標系の原点を中心にした回転も発生し得るが、これについては座標系自体を回転させて再定義することにより、一般性を損なうことなくコンスタレーションの状態を表現することが十分可能であるため以下では考慮しない。

また、図２６は、前述した各ＱＰＳＫ変調器の変調成分の出力光に占めるパワー比のずれによって、１６ＱＡＭ信号光のコンスタレーションが変化する様子を模式的に例示した図である。１６ＱＡＭ信号光の各シンボルは、前記パワー比が理想状態（４：１）にあるとき、図２６の上段に示すような配置となり、各々のシンボル間の距離が等しくなる。これに対して前記パワー比が４：１よりも大きくなると、図２６の中段に示すように、第１〜第４象限の各々おける４つのシンボルの間隔が狭くなる。また、前記パワー比が４：１未満になると、図２６の下段に示すように、第１〜第４象限の各々おける４つのシンボルの間隔が広くなる。

上記のような各ＱＰＳＫ変調器の出力光の位相差またはパワー比の理想状態からのずれにより１６ＱＡＭ信号光のシンボル配置に変化が発生すると、各々のシンボル間の距離が等間隔ではなくなるため、１６ＱＡＭ方式に対応した受信機が正しく動作しなくなる可能性があり、また、雑音光等の影響を受けて受信機でのエラーが発生し易くなることが想定される。

しかしながら、上記のような１６ＱＡＭ方式の光変調器において合波される位相変調光間の位相差のずれやパワー比のずれをモニタする技術はこれまでに提案されていない。また、当該ずれをどのようにして調整して理想状態で安定化させるかの具体的な技術も提案されていない。

本発明は上記の点に着目してなされたもので、多値の直交振幅変調（ＱＡＭ）信号光を良好な信号品質で出力することが可能な光変調器を安定に動作させるための制御方法および制御装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明は、Ｎを２以上の整数として、入力光を（２×Ｎ）個の光に分岐する光分岐部と、前記光分岐部で分岐された各光をそれぞれ位相変調する（２×Ｎ）個の位相変調部と、前記各位相変調部から出力される位相変調光を合成して４^Ｎ値の直交振幅変調信号光を出力する光合成部と、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光の光位相に対して、残りの（２×Ｎ−２）個の位相変調光の光位相を相対的に調整する光位相調整部と、を備えた光変調器の制御方法を提供する。この制御方法の一態様は、前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光を光電変換して当該光パワーに応じた光電流を生成する過程と、該生成した光電流の時間的変動成分を入力として、Ｎ回の電力検出操作を縦続的に行い、当該電力検出値が最大になるように前記光位相調整部をフィードバック制御する過程と、を含む。

また、本発明は、Ｎを２以上の整数として、入力光を（２×Ｎ）個の光に分岐する光分岐部と、前記光分岐部で分岐された各光をそれぞれ位相変調する（２×Ｎ）個の位相変調部と、前記各位相変調部から出力される位相変調光を合成して４^Ｎ値の直交振幅変調信号光を出力する光合成部と、前記光合成部から出力される４^Ｎ値の直交振幅変調信号光のパワーに対して、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のパワーが占める比率を調整する光パワー調整部と、を備えた光変調器の制御方法を提供する。この制御方法の一態様は、前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタすると共に、前記各位相変調部から出力される位相変調光のパワーをモニタする過程と、４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のモニタパワーと、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のモニタパワーとの比が所定の目標値に近づくように、前記光パワー調整部をフィードバック制御する過程と、を含む。

上記光変調器の制御方法では、光位相調整部のフィードバック制御により、光合成部で合成される位相変調光の各光位相の相対的な差を可変に調整して理想状態に安定化することができるようになり、また、光パワー調整部のフィードバック制御により、光合成部で合成される位相変調光のパワー比を可変に調整して理想状態に安定化することが可能になる。よって、前述した位相差またはパワー比の理想状態からのずれを補正した高品質の４^Ｎ値の直交振幅変調信号光を出力することが可能になる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について添付図面を参照しながら説明する。なお、全図を通して同一の符号は同一または相当部分を示すものとする。
図１は、本発明による光変調器の一実施形態における要部構成を示す図である。

図１において、本実施形態の光変調器は、外部より与えられる連続光（ＣＷ）または光パルス列を４つの光に分岐する光分岐部１と、該光分岐部１の各出力ポートにそれぞれ接続された第１〜第４の位相変調部２１，２２，２３，２４と、該各位相変調部２１〜２４からそれぞれ出力される光を２つ一組にして合成して第１の合成光および第２の合成光を生成し、さらに、該各合成光を１つに合成して１６ＱＡＭ信号光を生成する光合成部３と、該光合成部３における第１および第２の合成光のうちの少なくとも１つの光位相を可変に調整する光位相調整部４と、前記第１および第２の合成光のうちの少なくとも１つの光パワーを可変に調整する光パワー調整部５と、を備える。

光分岐部１は、入力ポートに与えられた連続光または光パルス列を光分岐点１０において所要のパワー比（ここでは１：１とする）で２つの光に分岐する。さらに、光分岐部１は、光分岐点１０で２分岐された各光を光分岐点１１，１２においてそれぞれ１：１のパワー比で２つの光に分岐する。この光分岐部１としては、例えば、一般的な１×４スプリッタを使用することが可能である。前記１：１（５０％：５０％）のパワー比は理想的な値であるが、製造誤差等により６０％：４０％程度のパワー比で分岐することがある。

各位相変調部２１〜２４は、それぞれ、光分岐部１で分岐された各光に対して２値の位相変調（Binary Phase Shift Keying：ＢＰＳＫ）を施して出力する。各位相変調部２１〜２４の具体例としては、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ₃：ＬＮ）等の電気光学効果を有する基板材料にマッハツェンダ（Mach-Zhender：ＭＺ）干渉計型の光導波路を形成し、そのＭＺ干渉計の分岐アームに沿って信号電極を設けて導波光の位相を変調する、ＭＺ型光変調器（Mach-Zhender Modulator：ＭＺＭ）などを使用することが可能である。なお、図１では構成を分かり易くするために、各位相変調部２１〜２４に用いられるＭＺＭの光導波路パターンだけが示してあり、信号電極等の図示は省略されている。ここでは、４個の並列接続された位相変調部２１〜２４が、図１において１，２段目の位相変調部２１，２２をペアとする第１の位相変調グループ２−１と、３，４段目の位相変調部２３，２４をペアとする第２の位相変調グループ２−２とに分けられる。第１および第２の位相変調グループ２−１，２−２は、それぞれ、ペアとされた位相変調部２１，２２および２３，２４における搬送波の位相変化が直交するように動作設定されている。また、第１の位相変調グループ２−１側の位相変調光のパワーに対して、第２の位相変調グループ２−２側の位相変調光のパワーが１／４になるように、図示を省略した−６ｄＢの固定光減衰器を第２の位相変調グループ２−２側の光路上に配置するか、或いは、後述する光パワー調整部５において−６ｄＢの光減衰量を与えるよう構成されている。前記１／４のパワー比は理想的な値であり、実際には製造誤差等により１／５や１／３といったパワー比となることがある。

光合成部３は、４つの入力ポートのうちの位相変調部２１，２２に接続された各入力ポートへの入力光を光合成点３１において１：１のパワー比で合成して第１の合成光を生成する。また、光合成部３は、４つの入力ポートのうちの位相変調部２３，２４に接続された各入力ポートへの入力光を光合成点３２において１：１のパワー比で合成して第２の合成光を生成する。さらに、光合成部３は、前記第１および第２の合成光を光合成点３０において所要のパワー比（ここでは１：１とする）で合成して１６ＱＡＭ信号光を生成し、その１６ＱＡＭ信号光を出力ポートより外部に出力する。この光合成部３としては、例えば、一般的な４×１スプリッタを使用することが可能である。ここでは、電気光学効果を有する基板材料に図示したようなパターンの光導波路を形成して光合成部３が作製されているものとする。

光位相調整部４は、例えば、光合成部３の光合成点３１，３０の間に位置する光路に沿って電極４１を形成し、該電極４１の一端を基板端まで伸延させた調整端子４１Ａに位相差調整用のバイアス電圧（以下、「位相差調整電圧」とする）ＤＣ＿Ｐを印加することで、前記第１の合成光の光位相を変化させる。この光位相調整部４により、第１および第２の合成光の各光位相の相対的な差を可変に調整することができ、前述したｎ×９０°の理想状態からのずれを補正することが可能になる。なお、電極４１に与える位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐをどのように制御することで理想状態を実現できるかに関しては、後で詳しく説明する。

光パワー調整部５は、例えば、光合成部３の光合成点３２，３０の間に位置する光路上にＭＺ干渉計５１を形成し、該ＭＺ干渉計５１の一方の分岐アームに沿って電極５２を設け、該電極５２の一端を基板端まで伸延させた調整端子５２Ａにパワー比調整用のバイアス電圧（以下、「パワー比調整電圧」とする）ＤＣ＿Ａを印加することで、ＭＺ干渉計５１における光減衰量（損失）を変化させる。図１の例では、Ｚカットの基板に対応した電極の配置を示したが、本発明はＺカットに限定されるものではなく、基板のカット方向に応じて電極を適宜配置することで同様の機能を実現することが可能である。上記の光パワー調整部５により、第１および第２の合成光のパワー比を可変に調整することができ、前述した４：１の理想状態からのずれを補正することが可能になる。ただし、ＭＺ干渉計５１の電極５２の設計によっては、パワー比調整電圧ＤＣ＿Ａにより光減衰量を調整すると、その出力光の位相が回転する場合があるので注意を要する。この場合、光減衰量を調整した後に位相を再調整するなどの措置が有効である。なお、電極５２に与えるパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａをどのように制御することで理想状態を実現できるかに関しては、後で詳しく説明することにする。

上記光パワー調整部５の構成例は、ＭＺ干渉計を用いた光可変減衰器を適用したものであるが、該光可変減衰器の代替構成として、光吸収領域を設け、当該吸収率を電圧または電流によって制御する構成を適用してもよい。具体的には、例えば、波長に対して適切な禁制帯幅を有する半導体材料のＰＮ接合を導波路またはその近傍に設け、ＰＮ接合の逆バイアス電圧を調整する。これにより、例えばフランツ・ケルディッシュ（Franz-Keldysh）効果や量子閉じ込めシュタルク効果（Quantum Confined Stark Effect：ＱＣＳＥ）によって吸収係数を可変にすることができる。

また、光可変減衰器に代えて光可変増幅器を適用することも可能である。具体的には、例えば、導波路に半導体光増幅（Semiconductor Optical Amplifier：ＳＯＡ）領域を設け、該領域への注入電流を制御することにより利得を可変に調整するようにしてもよい。或いは、エルビウムなどの希土類イオンを導波路コア内または近傍に添加し、該希土類イオンを励起する励起光のパワーを制御することにより利得を可変に調整するようにしてもよい。

さらに、光パワー調整部５は、上記のような光可変減衰器や光可変増幅器等を設ける以外にも、例えば図２に示すように、光分岐部１の光分岐点１０における分岐比を可変にすることによっても実現できる。具体的には、例えば、J. Leuthold C. H. Joyner, "Multimode interference couplers with tunable power splitting ratios," Journal of Lightwave Technology, vol.19, no.5, pp.700-707, May 2001.等で公知であるパワー分岐比可変の多モード干渉（Multi Mode Interference：ＭＭＩ）カプラや、方向性結合器などの光デバイスを光分岐点１０に適用し、その光デバイスの調整端子５３にパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａを印加することで、分岐比を変化させることが可能である。これにより、前述した第１および第２の合成光のパワー比を可変に調整することができるようになり、理想状態からのずれを補正することが可能になる。このような構成は、図１に示した構成と比べて光変調器の小型化に有利である。なお、ここでは光分岐部１の光分岐点１０における分岐比を可変にする一例を示したが、光合成部３の光合成点３０における合成比を可変にしても同様の作用効果を得ることができる。

上述したような光位相調整部４および光パワー調整部５は、各々の組合せや光変調器の他の構成要素との組合せを考慮すると種々の変形が可能である。以下に、図１または図２の構成に関連する変形例を列挙する。

図３は、図１の構成に関連する第１変形例の要部構成を示す図である。この第１変形例は、前述した光パワー調整部５のＭＺ干渉計５１について、一方の分岐アームに沿って電極５２を設けるだけでなく、他方の分岐アームに沿っても電極４２を設け、該電極４２の一端を基板端まで伸延させた調整端子４２Ａを形成している。そして、ＭＺ干渉計５１の一対の分岐アームに対応した各電極４２，５２の調整端子４２Ａ，５２Ａに対して、前述したパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａを差動で印加し、かつ、位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐをコモンモード電圧として印加する。すなわち、電極４２の調整端子４２Ａに対する印加電圧を（ＤＣ＿Ｐ−ＤＣ＿Ａ／２）とし、電極５２の調整端子５２Ａに対する印加電圧を（ＤＣ＿Ｐ＋ＤＣ＿Ａ／２）とする。これにより、第２の合成光がＭＺ干渉計５１を通過することで、その光位相および光パワーが変化し、第１および第２の合成光の位相差とパワー比とをそれぞれ可変に調整することができるようになり、各々の理想状態からのずれを補正することが可能になる。つまり、光位相調整部４および光パワー調整部５の両方の機能が、ＭＺ干渉計５１および電極４２，５２の組合せにより実現可能な構成となっている。このような第１変形例では、前述した第１の合成光の光路に沿って電極を設けなくてもよいため、第１の合成光側の損失が低下するという利点がある。

図４は、図１の構成に関連する第２変形例の要部構成を示す図である。この第２変形例は、前述した第２の位相変調グループ２−２の各位相変調部２３，２４について、各々の出力導波路に沿って設けられているＭＺバイアス印加用の電極２３１，２４１を利用して、光位相調整部４の機能を実現可能にしたものである。このようなＭＺバイアス印加用の電極２３１，２４１は、図１では図示を省略していたが、各位相変調部２３，２４における搬送波の位相変化を直交させるために、所定のＭＺバイアス電圧ＤＣ＿ＭＺＭが差動で印加される電極として、各位相変調部２３，２４に元々設けられているものである。そこで、これらＭＺバイアス印加用の電極２３１，２４１に対して、前述した位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐをコモンモード電圧として印加するようにする。すなわち、電極２３１への印加電圧を（ＤＣ＿Ｐ−ＤＣ＿ＭＺＭ／２）とし、電極２４１への印加電圧を（ＤＣ＿Ｐ＋ＤＣ＿ＭＺＭ／２）とする。これにより、後段の光合成部３における第２の合成光の光位相が変化するので、第１および第２の合成光の各光位相の相対的な差を可変に調整することができるようになり、位相差の理想状態からのずれを補正することが可能になる。このような第２変形例でも、前述した第１変形例の場合と同様に、第１の合成光の光路に沿って電極を設けなくてもよいため、第１の合成光側の損失が低下するという利点がある。上記のような第２変形例の構成は、前述した図２の構成についても有効であるので、この場合の要部構成を図５に示しておく。

図６は、図１の構成に関連する第３変形例の要部構成を示す図である。この第３変形例は、前述した第２の位相変調グループ２−２について、位相変調部２３のＭＺ干渉計の各分岐アームに沿って設けられているＭＺバイアス印加用の電極２３２，２３３と、位相変調部２４のＭＺ干渉計の各分岐アームに沿って設けられているＭＺバイアス印加用の電極２４２，２４３とを利用して、光位相調整部４の機能を実現可能にしたものである。上記のようなＭＺバイアス印加用の電極２３２，２３３および２４２，２４３についても、前述した第２変形例の場合と同様に、図１では図示を省略していたが、各位相変調部２３および２４における搬送波の位相変化を直交させるために、所定のＭＺバイアス電圧ＤＣ＿ＭＺＭ_２３およびＤＣ＿ＭＺＭ _２４が差動で印加される電極として、各位相変調部２３および２４に元々設けられているものである。そこで、これらＭＺバイアス印加用の電極２３２，２３３および２４２，２４３に対して、前述した位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐをコモンモード電圧として印加するようにする。すなわち、電極２３２への印加電圧を（ＤＣ＿Ｐ−ＤＣ＿ＭＺＭ_２３／２）とし、電極２３３への印加電圧を（ＤＣ＿Ｐ＋ＤＣ＿ＭＺＭ_２３／２）とすると共に、電極２４２への印加電圧を（ＤＣ＿Ｐ−ＤＣ＿ＭＺＭ_２４／２）とし、電極２４３への印加電圧を（ＤＣ＿Ｐ＋ＤＣ＿ＭＺＭ_２４／２）とする。これにより、後段の光合成部３における第２の合成光の光位相が変化するので、第１および第２の合成光の各光位相の相対的な差を可変に調整することができるようになり、位相差の理想状態からのずれを補正することが可能になる。このような第３変形例でも、前述した第１変形例の場合と同様に、第１の合成光の光路に沿って電極を設けなくてもよいため、第１の合成光側の損失が低下するという利点がある。上記のような第３変形例の構成は、前述した図２の構成についても有効であるので、この場合の要部構成を図７に示しておく。

なお、上記の第３変形例では、各位相変調部２３，２４に具備されているＭＺバイアス印加用の電極を利用する一例を示したが、各位相変調部２３，２４の図示しない変調信号印加用の電極に対し、バイアス・ティ（Bias Tee）を介して、位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐをコモンモード電圧として印加するようにしてもよい。

また、前述した第１〜第３変形例では、光位相調整部４および光パワー調整部５を第２の合成光側に設けるようにした構成を示したが、勿論、第１の合成光側に設けることも可能である。

図８は、図１の構成に関連する第４変形例の要部構成を示す図である。この第４変形例は、光分岐部１の光分岐点１０における光パワーの分岐比を非対称のａ：１とし、ａは１より大きく４より小さい（１＜ａ＜４）値に固定されている。この構成では、前述したような第２の位相変調グループ２−２側の光路上に−６ｄＢの固定光減衰器を配置する必要がなくなり、また、光パワー調整部５におけるパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａの設定範囲を狭くすることができるようになる。

図９は、図１の構成に関連する第５変形例の要部構成を示す図である。この第５変形例は、光合成部３の光合成点３０における光パワーの合成比を非対称のａ：１とし、ａは１より大きく４より小さい（１＜ａ＜４）値に固定されている。この構成でも、前述したような第２の位相変調グループ２−２側の光路上に−６ｄＢの固定光減衰器を配置する必要がなくなり、また、光パワー調整部５におけるパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａの設定範囲を狭くすることができるようになる。上記のような第５変形例の構成は、前述した図２の構成についても有効であるので、この場合の要部構成を図１０に示しておく。

次に、本実施形態の光変調器における位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐおよびパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａの制御について説明する。
図１１は、本実施形態の光変調器（図１）について位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐの制御を行うための装置構成例を示す図である。なお、図２〜図１０に示した各変形例における位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐの制御についても同様の装置構成を適用することが可能であるため、各変形例に対応した説明を省略する。また、パワー比調整電圧ＤＣ＿Ａの制御に関しては、位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐの制御とは基本的に独立して行われるため別途説明することにする。

図１１の構成例では、位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐの制御を実現する装置として、光合成部３の光合成点３０の直後に配置された光モニタ部６０と、該光モニタ部６０のモニタ結果に基づいて、第１および第２の合成光の位相差が理想状態（ｎ×９０°）で安定化するように位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐをフィードバック制御する位相差制御部７と、を備える。

光モニタ部６０は、光合成点３０直後において、該光合成点３０で合成された光、すなわち１６ＱＡＭ信号光の一部をモニタ光として取り出し、そのモニタ光を一般的な光電変換素子で受光し、当該パワーに応じて変化する光電流ＰＤ＿０を位相差制御部７に出力する。上記の光電変換素子に入力される光としては、光合成点３０で一旦合成された信号光の一部を分岐した順相のモニタ光とするのが制御精度の上で望ましい。ただし、配置等の制約により、光合成点３０に用いられている光カプラの逆相出力をモニタ光として用いることも可能である。この場合、順相モニタの場合に比べて制御精度は劣るが、光モニタ部６０の挿入損失を小さくすることが可能である。

上記の光モニタ部６０から出力される光電流ＰＤ＿０を用いて、１６ＱＡＭ信号光のパワー変動を検出することができる。このパワー変動は、１６ＱＡＭ変調トラヒックのビットパターンに依存するが、これはほぼ完全なランダム信号のため、符号変調速度程度の高周波成分から、ＤＣ付近の非常に低速な成分まで広いスペクトラム成分を含むことになる。しかしながら、位相差制御部７では、後述する原理に従いモニタ光のパワー変動の多寡に基づいて位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐのフィードバック制御が行われるので、上記広い周波数範囲のうちのごく一部の周波数成分のパワーが検出できればよい。このため、上記光モニタ部６０に用いられる光電変換素子としては、例えば１００ＭＨｚ程度の帯域を有する小型かつ安価で実装が容易なフォトダイオードを用いることが可能である。

図１２は、位相差制御部７の具体的な構成例を示すブロック図である。この位相差制御部７は、ＡＣ光電流検出回路７１と、第１および第２の帯域制限回路７２Ａ，７２Ｂと、第１および第２の電力検出器７３Ａ，７３Ｂと、コンデンサ（ＡＣ結合）７４と、同期検波回路７５と、ループフィルタ７６と、位相差調整電圧発生回路７７と、ディザ信号発生回路７８と、シーケンス制御回路７８Ａと、加算回路７９と、を備える。

ＡＣ光電流検出回路７１は、光モニタ部６０から出力される光電流ＰＤ＿０が入力され、該光電流ＰＤ＿０の変動成分（ＡＣ成分）を検出して、その検出信号を帯域制限回路７２Ａに出力する。ここでは、ＡＣ光電流検出回路７１の出力帯域をｆｃ＿１とする。

帯域制限回路７２Ａは、周波数ｆ＿Ｌ１から周波数ｆ＿Ｈ１までの範囲（ただし、ｆ＿Ｌ１＜ｆ＿Ｈ１＜ｆｃ＿１とする）に透過帯域を有するバンドパスフィルタを用いて、ＡＣ光電流検出回路７１からの出力信号の帯域を制限する。なお、この帯域制限回路７２Ａは、要求される制御精度によっては省略することが可能である。

電力検出器７３Ａは、帯域制限回路７２Ａを透過した信号の電力（パワー）を検出し、その検出信号を帯域制限回路７２Ｂに出力する。この電力検出器７３Ａには、高速応答可能なものが用いられ、その出力帯域をここではｆｃ＿２（ただし、ｆｃ＿２＜ｆｃ＿１）とする。

帯域制限回路７２Ｂは、周波数ｆ＿Ｌ２から周波数ｆ＿Ｈ２までの範囲（ただし、ｆ＿Ｌ２＜ｆ＿Ｈ２＜ｆｃ＿２とする）に透過帯域を有するバンドパスフィルタ、または、下限周波数がｆ＿Ｌ２のハイパスフィルタを用いて、電力検出器７３Ａからの出力信号の帯域を制限する。なお、この帯域制限回路７２Ｂも、要求される制御精度によっては省略することが可能である。また、帯域制限回路７２Ｂにバンドパスフィルタを適用する場合、次段のコンデンサ（ＡＣ結合）７４は省略可能である。

電力検出器７３Ｂは、帯域制限回路７２Ｂを透過した信号の電力（パワー）を検出し、その検出信号を同期検波回路７５に出力する。ここでは、電力検出器７３Ｂの出力帯域をｆｃ＿３とする。この出力帯域ｆｃ＿３は、ディザ信号発生回路７８から出力されるディザ信号の周波数をｆ＿０として、ｆ＿０＜ｆｃ＿３＜ｆｃ＿２の関係を持つ。

同期検波回路７５は、乗算回路７５Ａおよびローパスフィルタ（ＬＰＦ）７５Ｂを有している。乗算回路７５Ａは、電力検出器７３Ｂの出力信号と、ディザ信号発生回路７８から出力されるディザ信号を乗算する。ＬＰＦ７５Ｂは、乗算回路７５Ａの出力信号の高周波成分を除去する。このような同期検波回路７５では、電力検出器７３Ｂの出力信号に含まれるディザ信号成分が抽出され、当該信号がループフィルタ７６を介して位相差調整電圧発生回路７７に送られる。

位相差調整電圧発生回路７７は、位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐを発生すると共に、ループフィルタ７６からの出力信号のレベルが最大になるように位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐを調整する。この位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐは、加算回路７９において、ディザ信号発生回路７８から出力される周波数ｆ＿０のディザ信号が付与され、光位相調整部４に出力される。つまり、位相差制御部７では、ディザリング法を用いて、電力検出器７３Ｂで検出されるパワーの最大値検出が行われ、その結果に従い位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐのフィードバック制御が行われる。

ディザ信号発生回路７８は、前述したように周波数ｆ＿０のディザ信号を発生し、そのオン／オフがシーケンス制御回路７８Ａによって制御されている。シーケンス制御回路７８Ａは、上記のディザ信号を用いた最大値検出による制御が収束すると、ディザ信号発生回路７８をオフにし、位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐの調整が再度必要になった時点、或いは、所要の時間間隔でディザ信号発生回路７８をオンにする。また、このシーケンス制御回路７８Ａにより、各位相変調部２１〜２４における別のディザ信号を用いた変調制御が行われるときに、位相差制御部７で用いるディザ信号の影響が前記変調制御に及ばないように、ディザ信号発生回路７８をオフにする制御を行うことも可能である。

なお、図１２おいて点線で囲んだ、ＡＣ光電流検出回路７１を除く位相差制御部７の各構成要素については、その一部または全部をデジタル回路で実現してもよい。この場合、当該デジタル回路の入出力インターフェースとしてＡＤ変換器およびＤＡ変換器を備えるようにする。

ここで、上記の位相差制御部７による位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐのフィードバック制御の原理について詳しく説明する。
位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐが最適値からずれると、上述の図２５に示したように１６ＱＡＭ信号光のシンボル配置が変動することにより、各シンボルのパワーに変化が生じる。すなわち、位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐが最適値であり位相差が理想状態にあるとき（図２５の上段参照）、各シンボルのパワーは３種類存在しており、コンスタレーションにおける直交座標系の原点から近い順（パワーの小さい順）に、１：５：９のパワー比となっている。この各シンボルのパワーは、位相差が理想状態からずれる（図２５の下段参照）ことにより、理想状態でのパワー比で「５」に相当するシンボルのパワーが２種類に分裂し、合計で４種類のパワーが存在するようになる。位相差が理想状態からｘ度だけずれたとすると、各シンボルのパワー比は次の式（１）で表すことができる。

１．２５−ｃｏｓ（ｘ）：１．２５＋ｓｉｎ（ｘ）：１．２５−ｓｉｎ（ｘ）：１．２５＋ｃｏｓ（ｘ） …（１）
上記の式（１）における各項をａ（ｘ）：ｂ（ｘ）：ｃ（ｘ）：ｄ（ｘ）とおき、さらに、次に示すようなパラメータｅ（ｘ），ａ＿１（ｘ），ｂ＿１（ｘ），ｃ＿１（ｘ），ｄ＿１（ｘ）を定義する。

ｅ（ｘ）＝｛ａ（ｘ）＋ｂ（ｘ）＋ｃ（ｘ）＋ｄ（ｘ）｝／４
ａ＿１（ｘ）＝｛ａ（ｘ）−ｅ（ｘ）｝²
ｂ＿１（ｘ）＝｛ｂ（ｘ）−ｅ（ｘ）｝²
ｃ＿１（ｘ）＝｛ｃ（ｘ）−ｅ（ｘ）｝²
ｄ＿１（ｘ）＝｛ｄ（ｘ）−ｅ（ｘ）｝²
上記のパラメータｅ（ｘ）、すなわち、ａ（ｘ），ｂ（ｘ），ｃ（ｘ），ｄ（ｘ）の平均値に相当するパラメータは、光モニタ部６０から出力される光電流ＰＤ＿０の直流成分に対応している。また、上記のパラメータａ＿１（ｘ），ｂ＿１（ｘ），ｃ＿１（ｘ），ｄ＿１（ｘ）は、式（１）の関係を用いて整理すると、次の式（２）となる。

ａ＿１（ｘ）＝ｃｏｓ²（ｘ）＝０．５＋０．５×ｃｏｓ（２ｘ）
ｂ＿１（ｘ）＝ｓｉｎ²（ｘ）＝０．５−０．５×ｃｏｓ（２ｘ）
ｃ＿１（ｘ）＝ｓｉｎ²（ｘ）＝０．５−０．５×ｃｏｓ（２ｘ）
ｄ＿１（ｘ）＝ｃｏｓ²（ｘ）＝０．５＋０．５×ｃｏｓ（２ｘ） …（２）
さらに、次に示すようなパラメータｆ（ｘ），ａ＿２（ｘ），ｂ＿２（ｘ），ｃ＿２（ｘ），ｄ＿２（ｘ）を定義する。

ｆ（ｘ）＝｛ａ＿１（ｘ）＋ｂ＿１（ｘ）＋ｃ＿１（ｘ）＋ｄ＿１（ｘ）｝／４
ａ＿２（ｘ）＝｛ａ＿１（ｘ）−ｆ（ｘ）｝²
ｂ＿２（ｘ）＝｛ｂ＿１（ｘ）−ｆ（ｘ）｝²
ｃ＿２（ｘ）＝｛ｃ＿１（ｘ）−ｆ（ｘ）｝²
ｄ＿２（ｘ）＝｛ｄ＿１（ｘ）−ｆ（ｘ）｝²
上記のパラメータｆ（ｘ）、すなわち、先に定義した４つのパラメータａ＿１（ｘ），ｂ＿１（ｘ），ｃ＿１（ｘ），ｄ＿１（ｘ）の平均値に相当するパラメータは、図１２に示した位相差制御部７の構成において第１の電力検出器７３Ａで検出されるパワーに対応している。また、新たに定義したパラメータａ＿２（ｘ），ｂ＿２（ｘ），ｃ＿２（ｘ），ｄ＿２（ｘ）は、式（２）の関係を用いて整理すると、次の式（３）となる。

ａ＿２（ｘ）＝ｂ＿２（ｘ）＝ｃ＿２（ｘ）＝ｄ＿２（ｘ）
＝０．２５×ｃｏｓ²（２ｘ） …（３）
よって、次の式（４）で定義されるパラメータｇ（ｘ）、すなわち、パラメータａ＿２（ｘ），ｂ＿２（ｘ），ｃ＿２（ｘ），ｄ＿２（ｘ）の平均値に相当するパラメータは、変調データに依存しない、ｘ（位相差のずれ角）のみの関数となり、しかも、ｘ＝０のときに最大となる。

ｇ（ｘ）＝｛ａ＿２（ｘ）＋ｂ＿２（ｘ）＋ｃ＿２（ｘ）＋ｄ＿２（ｘ）｝／４
＝０．２５×ｃｏｓ²（２ｘ） …（４）
このパラメータｇ（ｘ）は、図１２に示した位相差制御部７の構成において第２の電力検出器７３Ｂで検出されるパワーに対応している。このため、位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐにディザ信号を付与して、電力検出器７３Ｂにおける検出パワーの最大値検出を行い、その結果に従って位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐのフィードバック制御を行うことによりｘ＝０、つまり、位相差を理想状態で安定化することができるようになる。

なお、上記の位相差制御部７では、ディザリング法を用いて最大値検出を行う一例を示したが、電力検出器７３Ｂにおける検出パワーの最大値を検出する方法はディザリング法に限らず、公知の最大値検出法を用いることが可能である。

また、上記の位相差制御部７では、位相差の理想状態からのずれにより、１６ＱＡＭ信号光の各シンボルのパワーが３種類から４種類に増えることに注目し、２つの電力検出器７３Ａ，７３Ｂを用いて位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐの最適化を図るようにしたが、本発明における位相差の最適化制御はこれに限らない。例えば、位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐが最適値からずれると、１６ＱＡＭ信号光のシンボル配置が変動し、コンスタレーションにおける直交座標系の原点から最も遠いシンボルのパワーが低下する。そこで、このシンボルのパワー低下に注目し、光モニタ部６０から出力される光電流ＰＤ＿０のピークを検出してそのピークパワーが最大になるように位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐをフィードバック制御することも可能である。この場合の位相差制御部の構成例を図１３に示す。

図１３の位相差制御部７’では、光モニタ部６０から出力される光電流ＰＤ＿０がピーク検出器７１１に入力され、光電流ＰＤ＿０のピークパワーが検出される。このピーク検出器７１１は、例えば、高周波信号に対応したピークディテクタを用いることで実現可能である。この場合、光モニタ部６０に用いられる光電変換素子も相応の高速応答特性を有することが要求される。また例えば、二光子吸収や可飽和吸収を利用した光検出器を光モニタ部６０に適用することによって、ピーク検出器７１１に相当する機能を光モニタ部６０内で実現するようにしてもよい。

このようなピーク検出器７１１（またはそれに相当する機能）で検出された光電流ＰＤ＿０のピークパワーを示す信号は、同期検波回路７５に出力される。この同期検波回路７５、並びに、その後段に接続されたループフィルタ７６、位相差調整電圧発生回路７７、ディザ信号発生回路７８、シーケンス制御回路７８Ａおよび加算回路７９は、前述した図１２の位相差制御部７と同様のものである。つまり、位相差制御部７’では、ディザリング法を用いて、ピーク検出器７１１で検出される光電流ＰＤ＿０のピークパワーの最大値検出を行い、その結果に従って位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐのフィードバック制御が行われる。このような位相差制御部７’によっても、位相差を理想状態で安定化することが可能である。

また、上記の位相差制御部７’については、図１３に破線で示したような平均パワー検出器７１２および除算回路７１３をピーク検出器７１１とは別に設け、光モニタ部６０から出力される光電流ＰＤ＿０の平均パワーを平均パワー検出器７１２でモニタし、ピーク検出器７１１で検出されるピークパワーを前記平均パワーで除算して正規化する構成を採用してもよい。このような構成とすることにより、光源の光パワー変動等に由来するピーク変動の影響を受け難くなり、広いダイナミックレンジで位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐのフィードバック制御を行うことが可能になる。なお、図１３において点線で囲んだ範囲内の各構成要素は、その一部または全部をデジタル回路で実現してもよい。

次に、本実施形態の光変調器におけるパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａの制御について説明する。
図１４は、図１に示した光変調器についてパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａの制御を行うための装置構成例を示す図である。また、図１５は、図２に示した光変調器についてパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａの制御を行うための装置構成例を示す図である。なお、図３〜図１０に示した各変形例における位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐの制御についても同様の装置構成を適用することが可能であるため、各変形例に対応した説明を省略する。

図１４および図１５の構成例では、パワー比調整電圧ＤＣ＿Ａの制御を実現する装置として、光合成部３の光合成点３０の直後に配置された光モニタ部６０と、光合成点３１の直後に配置された光モニタ部６１と、光パワー調整部５のＭＺ干渉計５１の直後（図１４）または光合成部３の光合成点３２の直後（図１５）に配置された光モニタ部６２と、該光モニタ部６０のモニタ結果および光モニタ部６１，６２のいずれかのモニタ結果に基づいて、前述した第１および第２の合成光のパワー比が理想状態（４：１）で安定化するようにパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａをフィードバック制御するパワー比制御部８と、を備える。

各光モニタ部６０〜６２は、前述した位相差のフィードバック制御に用いた光モニタ部６０と同様の構成であり、光モニタ部６１，６２におけるモニタ光の取り出し位置が、上記のように光モニタ部６０とは変えられている。ここでは、各光モニタ部６０，６１，６２からパワー比制御部８にそれぞれ出力される光電流をＰＤ＿０，ＰＤ＿１，ＰＤ＿２としている。

図１６は、パワー比制御部８の具体的な構成例を示すブロック図である。このパワー比制御部８は、ＤＣ光電流検出回路８１Ａ，８１Ｂと、増幅器８２と、減算回路８３と、ループフィルタ８４と、パワー比調整電圧発生回路８５と、を備える。また、製品出荷時等のキャリブレーション（較正）により決定されるオフセット値を格納する不揮発性メモリ８６Ａと、該メモリ８６Ａから読み出したオフセット値を用いて増幅器８２の出力信号を補正する積算回路８６Ｂおよび加算回路８６Ｃが適宜設けられている。なお、図１６において点線で囲んだ範囲内の各構成要素は、その一部または全部をデジタル回路で実現してもよい。

上記のようなパワー比制御部８では、光合成点３１，３２で合成された第１および第２の合成光のパワー比が理想状態において４：１になることに注目して、光モニタ部６１，６２から出力される光電流ＰＤ＿１，ＰＤ＿２の各平均値、つまり、光電流ＰＤ＿１，ＰＤ＿２のＤＣ成分がＤＣ光電流検出回路８１Ａ，８１Ｂでそれぞれ検出される。なお、図１６の構成では、光電流ＰＤ＿１，ＰＤ＿２を用いてフィードバック制御を行っているので、光モニタ部６０は省略可能である。

そして、パワー比の小さい側に対応したＤＣ光電流検出回路８１Ｂの出力信号が増幅器８２でＭ倍に増幅される。この増幅器８２の倍率Ｍは、光合成点３１，３２における合成損失や合成比等を考慮して決定され、図１６の構成ではＭ≒４となる。この倍率Ｍは、個々の光変調器でばらつく可能性があるので、製品出荷時等に行うキャリブレーションにより倍率Ｍのオフセット値を決定してメモリ８６Ａに格納しておき、フィードバック制御を行う際に、このオフセット値を用いて増幅器８２の出力の補正を行うようにしてもよい。

増幅器８２の出力信号およびＤＣ光電流検出回路８１Ａの出力信号は、減算回路８３に入力されて減算処理され、該減算回路８３の出力信号が、ループフィルタ８４を介してパワー比調整電圧発生回路８５に送られる。パワー比調整電圧発生回路８５は、パワー比調整電圧ＤＣ＿Ａを発生すると共に、ループフィルタ８４からの出力信号の電圧レベルが０に近づくようにパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａを調整する。

このようなパワー比制御部８によるパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａのフィードバック制御により、第１および第２の合成光のパワー比を理想状態の４：１で安定化することができるようになる。

なお、上記の図１６に示したパワー比制御部８では、光モニタ部６１，６２から出力される光電流ＰＤ＿１，ＰＤ＿２の平均値をモニタしてフィードバック制御を行う構成例を示したが、例えば図１７に示すように、光モニタ部６０，６２から出力される光電流ＰＤ＿０，ＰＤ＿２の平均値をモニタするようにしてもよい。この場合、増幅器８２の倍率Ｎは、光合成点３０における合成比が１：１のとき、カプラの理論挿入損失が３ｄＢであるので、Ｎ≒５×２＝１０とするのがよい。このような構成では、光モニタ部６１は省略可能である。

また、光パワー調整部５が光合成部３内に設けられている光変調器の構成（図１）については、パワー比調整電圧ＤＣ＿Ａにディザ信号を付与し、モニタした光電流に含まれるディザ信号に対応した変調成分を基に、パワー比調整電圧ＤＣ＿Ａのフィードバック制御を行うことも可能である。この場合の装置構成例を図１８に示す。ここでは、光モニタ部６０，６２から出力される光電流ＰＤ＿０，ＰＤ＿２を用いて、パワー比制御部９によりパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａのフィードバック制御を行っている。

このパワー比制御部９は、例えば図１９に示すように、ディザ信号発生回路９１から出力されるディザ信号が、加算回路９３で、フィードバック制御回路９２から出力されるパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａに付与され、光パワー調整部５の電極５２に印加される。これにより、光モニタ部６２でモニタされる第２の合成光のパワーおよび光モニタ部６０でモニタされる１６ＱＡＭ信号のパワーは、それぞれディザ信号に応じて変動するようになり、ディザ信号の周波数に対応した変調成分を含むことになる。このとき、光モニタ部６０，６２から出力される光電流ＰＤ＿０，ＰＤ＿２におけるディザ信号による変調深度の比は、光合成点３１で合成された第１の合成光がディザ信号の影響を受けないことを勘案すると、理想状態では１：５（光パワー調整部５が光分岐点３１側に配置されているときは４：５）になる。そこで、各光電流ＰＤ＿０，ＰＤ＿２に対応させて設けられたディザ変調深度検出回路９４，９５により各光電流ＰＤ＿０，ＰＤ＿２の変調深度をモニタし、そのモニタ結果が上記の比に近づくように、フィードバック制御回路９２によりパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａの最適化が行われる。これにより、第１および第２の合成光のパワー比を理想状態の４：１で安定化することが可能になる。

図２０は、図１９のパワー比制御部９に関する具体的な構成例を示したブロック図である。この構成例では、各ディザ変調深度検出回路９４，９５が、それぞれ、ＡＣ光電流検出回路９４Ａ，９５Ａ、ＤＣ光電流検出回路９４Ｂ，９５Ｂ、同期検波回路９４Ｃ，９５Ｃおよび除算回路９４Ｄ，９５Ｄを用いて構成され、各光電流ＰＤ＿０，ＰＤ＿２のうちの、ディザ信号に由来するＡＣ成分とＤＣ成分との比として、ディザ変調深度が検出される。そして、ディザ変調深度検出回路９４の出力信号が増幅器９２Ａで５倍に増幅された後、該増幅器９２Ａの出力信号とディザ変調深度検出回路９５の出力信号とが減算回路９２Ｂで減算処理され、該減算回路９２Ｂの出力信号がループフィルタ９２Ｃを介してパワー比調整電圧発生回路９２Ｄに送られる。

なお、前述した１：５（または４：５）というディザ変調深度の比は、あくまで理想的な場合であり、実際は回路定数の誤差や各位相変調部２１〜２４の駆動特性のばらつきなどの影響を受けて上記の数値からずれる可能性がある。このため、製品出荷時等に行うキャリブレーションによりオフセット値を決定してメモリ９６Ａに格納しておき、フィードバック制御を行う際に、このオフセット値を用いてディザ変調深度検出回路９５の出力信号の補正を行うようにしてもよい。また、図２０において点線で囲んだ範囲内の各構成要素は、その一部または全部をデジタル回路で実現してもよい。

次に、４^NＱＡＭ方式の光変調器への拡張について説明する。
上述した光変調器の実施形態およびその変形例、並びに、該光変調器における位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐおよびパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａのフィードバック制御では、４つの位相変調部２１〜２４を並列接続して１６ＱＡＭ信号光を生成する構成例を示して説明を行ったが、本発明は１６ＱＡＭ方式の光変調器だけでなく、４^NＱＡＭ方式の光変調器にも応用することが可能である。なお、以降の説明ではＮを２以上の整数とする。

図２１は、本発明を適用した６４（＝４³）ＱＡＭ方式の光変調器の構成例を示す図である。この光変調器では、外部より与えられるＣＷ光が、光分岐部１で２×Ｎ個、すなわち、２×３＝６個の光に分岐される。ここでは、光分岐部１への入力光が１段目の光分岐点１０で３つに分岐された後、各々の分岐光が２段目の光分岐点１１，１２，１３でそれぞれ２つに分岐されることにより、６つに分岐された光が各々に対応した出力ポートに導かれる。

光分岐部１の各出力ポートには、位相変調部２１〜２６がそれぞれ接続されている。各位相変調部２１〜２６は、上述した１６ＱＡＭの場合に用いられた位相変調部と同様のものである。ここでは、６個の並列接続された位相変調部２１〜２６が、図２１において１，２段目の位相変調部２１，２２をペアとする第１の位相変調グループ２−１と、３，４段目の位相変調部２３，２４をペアとする第２の位相変調グループ２−２と、５，６段目の位相変調部２５，２６をペアとする第３の位相変調グループ２−３と、に分けられている。各位相変調グループ２−１〜２−３は、それぞれ、ペアとされた位相変調部における搬送波の位相変化が直交するように動作設定されている。また、各位相変調グループ２−１〜２−３から出力される変調光の、出力光に占めるパワー比が１６：４：１（＝４²：４¹：４⁰）となるように、図示を省略した固定光減衰器、或いは、後段の光パワー調整部５において所要の光減衰量を与えるよう構成されている。

各位相変調部２１〜２６の出力光は、光合成部３の６個の入力ポートにそれぞれ入力される。光合成部３は、位相変調部２１，２２からの各入力光を光合成点３１において１：１のパワー比で合成して第１の合成光を生成し、位相変調部２３，２４からの各入力光を光合成点３２において１：１のパワー比で合成して第２の合成光を生成し、位相変調部２５，２６からの各入力光を光合成点３３において１：１のパワー比で合成して第３の合成光を生成する。さらに、光合成部３は、第１〜第３の合成光を光合成点３０において所要のパワー比（ここでは１：１：１とする）で合成して６４ＱＡＭ信号光を生成し、その６４ＱＡＭ信号光を出力ポートより外部に出力する。ここでは、電気光学効果を有する基板材料に図示したようなパターンの光導波路を形成して光合成部３が作製されているものとする。

また、光合成部３の光合成点３１，３０間の光路および光合成点３２，３０間の光路に対しては、光位相調整部４の電極４１−１，４１−２が形成されており、各電極４１−１，４１−２の一端を基板端まで伸延させた調整端子に位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐ１，ＤＣ＿Ｐ２が印加される。この光位相調整部４により、第１〜第３の合成光の各光位相の相対的な差を可変に調整することができるようになり、位相差の理想状態（ｎ×９０°）からのずれを補正することが可能になる。なお、各位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐ１，ＤＣ＿Ｐ２の最適化制御は、前述した１６ＱＡＭ方式における位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐのフィードバック制御を応用して実現可能である。具体的には、例えば図１２に示した位相差制御部７の構成について、電力検出器のカスケード段数を２段から３段に増やすことで、６４ＱＡＭ方式に対応した位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐ１，ＤＣ＿Ｐ２のフィードバック制御を実現することができる。あるいは、図１３に示した位相差制御部７の構成については、基本的にそのまま適用可能である。

さらに、光合成部３の光合成点３２，３０間の光路および光合成点３３，３０間の光路に対しては、光パワー調整部５のＭＺ干渉計５１−２，５１−３および電極５２−２，５２−３が形成されており、各電極５２−２，５２−３の一端を基板端まで伸延させた調整端子にパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａ２，ＤＣ＿Ａ３が印加される。この光パワー調整部５により、第１〜第３の合成光のパワー比を可変に調整することができるようになり、パワー比の理想状態（１６：４：１）からのずれを補正することが可能になる。なお、各パワー比調整電圧ＤＣ＿Ａ２，ＤＣ＿Ａ３の最適化制御は、前述した１６ＱＡＭ方式におけるパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａのフィードバック制御を応用して実現可能である。具体的には、例えば図１９に示したパワー比制御部９の構成について、光パワー調整部５の各ＭＺ干渉計５１−２，５１−３を通過する第２および第３の合成光にそれぞれ対応したディザ変調深度検出回路を設ける。そして、パワー比調整電圧ＤＣ＿Ａ２にディザ信号を付与した場合の、６４ＱＡＭ信号光のモニタ光電流のディザ変調深度と第２の合成光のモニタ光電流のディザ変調深度との比を４：２１とし、また、パワー比調整電圧ＤＣ＿Ａ３にディザ信号を付与した場合の、６４ＱＡＭ信号光のモニタ光電流のディザ変調深度と第３の合成光のモニタ光電流のディザ変調深度との比を１：２１とすることで、６４ＱＡＭ方式に対応したパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａ２，ＤＣ＿Ａ３のフィードバック制御を実現することができる。

上記のような光変調器によって得られる６４ＱＡＭ信号光のコンスタレーションは、位相差調整電圧ＤＣ＿Ｐ１，ＤＣ＿Ｐ２およびパワー比調整電圧ＤＣ＿Ａ２，ＤＣ＿Ａ３のフィードバック制御が安定化した状態において、図２２に示すようなシンボル配置となる。

なお、上記６４ＱＡＭ光変調器の光パワー調整部５についても、上述した図２の場合と同様にして、光分岐部１の光分岐点１０における分岐比を可変にすることで実現してもよい。また、図３〜１０に示した各変形例と同様の構成を６４ＱＡＭ光変調器に応用することも可能である。さらに、例えば図２３に示すような光分岐部１および光合成部３の変形も可能である。この変形例では、光分岐部１に入力される光が、まず、光分岐点１０Ａで２つに分岐さる。そして、一方の分岐光は、光分岐点１１で２つに分岐されて位相変調部２１，２２に出力される。他方の分岐光は、光分岐点１０Ｂで２つに分岐された後、さらに、各光分岐点１２，１３でそれぞれ２つに分岐されて、位相変調部２３〜２６に出力される。光合成部３には、上記光分岐部１と対称の構成が適用されている。このような光分岐部１および光合成部３を用いることにより、６個の位相変調部２１〜２６のうちの挿入損失を小さくする必要のある位相変調部（図の例では位相変調部２１，２２）について、その入力光／出力光が光分岐点／光合成点を通過する回数を相対的に少なくすることができる。その結果、光変調器全体での挿入損失を小さくすることが可能になる。

上述したような４^NＱＡＭ方式の光変調器を利用して、例えば図２４に示すような光送信機１１０を構成することができ、さらには、該光送信機１１０から送信される４^NＱＡＭ信号光を伝送路１２０を介して光受信機１３０との間で送受信する光伝送システム１００を構成することができる。このような光送信機１１０、光伝送システム１００によれば、高品質な４^NＱＡＭ信号光を高速伝送することが可能である。

以上の各実施形態に関して、さらに以下の付記を開示する。

（付記１） 入力光を直交振幅変調して出力する光変調器において、
Ｎを２以上の整数として、入力光を（２×Ｎ）個の光に分岐する光分岐部と、
前記光分岐部で分岐された各光をそれぞれ位相変調する（２×Ｎ）個の位相変調部と、
前記各位相変調部から出力される位相変調光を合成して４^N値の直交振幅変調信号光を出力する光合成部と、
前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光の光位相に対して、残りの（２×Ｎ−２）個の位相変調光の光位相を相対的に調整する光位相調整部と、
を備えたことを特徴とする光変調器。

（付記２） 付記１に記載の光変調器であって、
前記光合成部は、前記各位相変調部から出力される位相変調光を２つ一組としてＮ個の合成光を生成した後、該各合成光を１つに合成して４^N値の直交振幅変調信号光を出力し、
前記光位相調整部は、前記Ｎ個の合成光のうちの少なくとも（Ｎ−１）個の合成光の光位相を調整することを特徴とする光変調器。

（付記３） 付記２に記載の光変調器であって、
前記光合成部は、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された導波路と、を有し、
前記光位相調整部は、前記光合成部の導波路のうちの、前記Ｎ個の合成光のうちの少なくとも（Ｎ−１）個の合成光が伝搬する導波路部分に沿って設けた電極と、該電極にバイアス電圧を印加して前記導波路部分を伝搬する光の位相を変化させるための調整端子と、を有することを特徴とする光変調器。

（付記４） 付記２に記載の光変調器であって、
前記（２×Ｎ）個の位相変調部は、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された導波路と、該導波路に沿って設けた電極と、をそれぞれ有し、
前記光位相調整部は、前記Ｎ個の合成光のうちの少なくとも（Ｎ−１）個の合成光に対応する位相変調部の前記電極にバイアス電圧を印加することで、前記（Ｎ−１）個の合成光の光位相を調整することを特徴とする光変調器。

（付記５） 付記１〜４のいずれか１つに記載の光変調器の制御方法であって、
前記光合成部から出力される４^N値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタする過程と、
該モニタした４^N値の直交振幅変調信号光のパワーの時間的変動特性に基づいて、前記特定の２つの位相変調光の光位相に対する、前記残りの（２×Ｎ−２）個の位相変調光の光位相の差を検出し、該光位相の差が所定の目標値に近づくように、前記光位相調整部をフィードバック制御する過程と、
を含むことを特徴とする制御方法。

（付記６） 付記５に記載の制御方法であって、
前記パワーをモニタする過程は、前記光合成部から出力される４^N値の直交振幅変調信号光を光電変換して当該光パワーに応じた光電流を生成し、
前記光位相調整部をフィードバック制御する過程は、前記生成された光電流の時間的変動成分を入力として、Ｎ回の電力検出操作を縦続的に行い、当該電力検出値が最大になるように前記光位相調整部をフィードバック制御することを特徴とする制御方法。

（付記７） 付記５に記載の制御方法であって、
前記光位相調整部をフィードバック制御する過程は、前記モニタした４^N値の直交振幅変調信号光のパワーのピーク値を検出し、当該ピークパワーが最大になるように前記光位相調整部をフィードバック制御することを特徴とする制御方法。

（付記８） 付記７に記載の制御方法であって、
前記光位相調整部をフィードバック制御する過程は、前記モニタした４^N値の直交振幅変調信号光のパワーの平均値を検出し、当該平均パワーで前記ピークパワーを正規化して、前記光位相調整部のフィードバック制御を行うことを特徴とする制御方法。

（付記９） 付記１〜４のいずれか１つに記載の光変調器の制御装置であって、
前記光合成部から出力される４^N値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタする光モニタ部と、
前記光モニタ部でモニタされる４^N値の直交振幅変調信号光のパワーの時間的変動特性に基づいて、前記特定の２つの位相変調光の光位相に対する、前記残りの（２×Ｎ−２）個の位相変調光の光位相の差を検出し、該光位相の差が所定の目標値に近づくように、前記光位相調整部をフィードバック制御する位相差制御部と、
を備えたことを特徴とする制御装置。

（付記１０） 付記９に記載の制御装置であって、
前記光モニタ部は、前記光合成部から出力される４^N値の直交振幅変調信号光を光電変換して当該光パワーに応じた光電流を生成する光電変換素子を有し、
前記位相差制御部は、前記光電変換素子から出力される光電流の時間的変動成分を検出する検出回路と、該検出回路から出力される信号を入力として、Ｎ回の電力検出操作を縦続的に行う高次電力検出器と、該高次電力検出器における電力検出値が最大になるように前記光位相調整部をフィードバック制御する制御回路と、を有することを特徴とする制御装置。

（付記１１） 付記９に記載の制御装置であって、
前記位相差制御部は、前記光モニタ部でモニタされる４^N値の直交振幅変調信号光のパワーのピーク値を検出するピーク検出器と、該ピーク検出器で検出されるピークパワーが最大になるように前記光位相調整部をフィードバック制御する制御回路と、を有することを特徴とする制御装置。

（付記１２） 付記１１に記載の制御装置であって、
前記位相差制御部は、前記光モニタ部でモニタされる４^N値の直交振幅変調信号光のパワーの平均値を検出する平均パワー検出器を有し、前記制御回路は、前記ピーク検出器で検出されるピークパワーを前記平均パワー検出器で検出される平均パワーで正規化して、前記光位相調整部のフィードバック制御を行うことを特徴とする制御装置。

（付記１３） 付記１〜４のいずれか１つに記載の光変調器を備えたことを特徴とする光送信機。

（付記１４） 付記１３に記載の光送信機であって、
前記光変調器への入力光を発生する光源と、前記光変調器を駆動する駆動装置と、付記９〜１２のいずれか１つに記載の制御装置と、を備えたことを特徴とする光送信機。

（付記１５） 付記１３または１４に記載の光送信機を備えたことを特徴とする光伝送システム。

（付記１６） 入力光を直交振幅変調して出力する光変調器において、
Ｎを２以上の整数として、入力光を（２×Ｎ）個の光に分岐する光分岐部と、
前記光分岐部で分岐された各光をそれぞれ位相変調する（２×Ｎ）個の位相変調部と、
前記各位相変調部から出力される位相変調光を合成して４^N値の直交振幅変調信号光を出力する光合成部と、
前記光合成部から出力される４^N値の直交振幅変調信号光のパワーに対して、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のパワーが占める比率を調整する光パワー調整部と、
を備えたことを特徴とする光変調器。

（付記１７） 付記１６に記載の光変調器であって、
前記光合成部は、前記各位相変調部から出力される位相変調光を２つ一組としてＮ個の合成光を生成した後、該各合成光を１つに合成して４^N値の直交振幅変調信号光を出力し、
前記光パワー調整部は、前記Ｎ個の合成光のうちの少なくとも（Ｎ−１）個の合成光のパワーを調整することを特徴とする光変調器。

（付記１８） 付記１７に記載の光変調器であって、
前記光パワー調整部は、前記Ｎ個の合成光のうちの少なくとも（Ｎ−１）個の合成光が伝搬する光路上に設けた光可変減衰器と、該光可変減衰器における光減衰量を調整するための信号が印加される調整端子と、を有することを特徴とする光変調器。

（付記１９） 付記１７に記載の光変調器であって、
前記光パワー調整部は、前記Ｎ個の合成光のうちの少なくとも（Ｎ−１）個の合成光が伝搬する光路上に設けた光吸収領域と、該光吸収領域における吸収率を調整するための信号が印加される調整端子と、を有することを特徴とする光変調器。

（付記２０） 付記１７に記載の光変調器であって、
前記光パワー調整部は、前記Ｎ個の合成光のうちの少なくとも（Ｎ−１）個の合成光が伝搬する光路上に設けた光可変増幅器と、該光可変増幅器における利得を調整するための信号が印加される調整端子と、を有することを特徴とする光変調器。

（付記２１） 付記１７に記載の光変調器であって、
前記光パワー調整部は、前記光分岐部における入力光の分岐比を可変にする光デバイスと、該光デバイスの分岐比を調整するための信号が印加される調整端子と、を有することを特徴とする光変調器。

（付記２２） 付記１７に記載の光変調器であって、
前記光パワー調整部は、前記光合成部において前記Ｎ個の合成光を１つに合成するときの合成比を可変にする光デバイスと、該光デバイスの合成比を調整するための信号が印加される調整端子と、を有することを特徴とする光変調器。

（付記２３） 付記１６〜２２のいずれか１つに記載の光変調器の制御方法であって、
前記光合成部から出力される４^N値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタすると共に、前記各位相変調部から出力される位相変調光のパワーをモニタする過程と、
４^N値の直交振幅変調信号光のモニタパワーと、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のモニタパワーとの比が所定の目標値に近づくように、前記光パワー調整部をフィードバック制御する過程と、
を含むことを特徴とする制御方法。

（付記２４） 付記２３に記載の制御方法であって、
前記光パワー調整部をフィードバック制御する過程は、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のモニタパワーと、残りの（２×Ｎ−２）個の位相変調光のモニタパワーとの比が所定の目標値に近づくように、前記光パワー調整部をフィードバック制御することを特徴とする制御方法。

（付記２５） 付記１６〜２２のいずれか１つに記載の光変調器の制御方法であって、
前記光パワー調整部にディザ信号を与え、前記特定の２つの位相変調光のパワーに前記ディザ信号の周波数に対応した変調成分を発生させる過程と、
前記光合成部から出力される４^N値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタすると共に、前記特定の２つの位相変調光のパワーをモニタする過程と、
４^N値の直交振幅変調信号光のモニタパワーおよび前記特定の２つの位相変調光のモニタパワーにそれぞれ含まれるディザ変調成分の深度を検出し、当該深度の比が所定の目標値に近づくように、前記光パワー調整部をフィードバック制御する過程と、
を含むことを特徴とする制御方法。

（付記２６） 付記１６〜２２のいずれか１つに記載の光変調器の制御装置であって、
前記光合成部から出力される４^N値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタすると共に、前記各位相変調部から出力される位相変調光のパワーをモニタする光モニタ部と、
前記光モニタ部でモニタされる、４^N値の直交振幅変調信号光のモニタパワーと、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のモニタパワーとの比が所定の目標値に近づくように、前記光パワー調整部をフィードバック制御するパワー比制御部と、
を備えたことを特徴とする制御装置。

（付記２７） 付記２６に記載の制御装置であって、
前記パワー比制御部は、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のモニタパワーと、残りの（２×Ｎ−２）個の位相変調光のモニタパワーとの比が所定の目標値に近づくように、前記光パワー調整部をフィードバック制御することを特徴とする制御装置。

（付記２８） 付記１６〜２２のいずれか１つに記載の光変調器の制御装置であって、
前記光パワー調整部にディザ信号を与え、前記特定の２つの位相変調光のパワーに前記ディザ信号の周波数に対応した変調成分を発生させるディザ信号発生部と、
前記光合成部から出力される４^N値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタすると共に、前記特定の２つの位相変調光のパワーをモニタする光モニタ部と、
前記光モニタ部でモニタされる、４^N値の直交振幅変調信号光のモニタパワーおよび前記特定の２つの位相変調光のモニタパワーにそれぞれ含まれるディザ変調成分の深度を検出し、当該深度の比が所定の目標値に近づくように、前記光パワー調整部をフィードバック制御するパワー比制御部と、
を備えたことを特徴とする制御装置。

（付記２９） 付記１６〜２２のいずれか１つに記載の光変調器を備えたことを特徴とする光送信機。

（付記３０） 付記２９に記載の光送信機であって、
前記光変調器への入力光を発生する光源と、前記光変調器を駆動する駆動装置と、付記２６〜２８のいずれか１つに記載の制御装置と、を備えたことを特徴とする光送信機。

（付記３１） 付記２９または３０に記載の光送信機を備えたことを特徴とする光伝送システム。

本発明による光変調器の一実施形態における要部構成を示す図である。 上記実施形態について分岐比を可変にして光パワー調整部を実現したときの要部構成を示す図である。 図１の構成に関連する第１変形例の要部構成を示す図である。 図１の構成に関連する第２変形例の要部構成を示す図である。 図２の構成における上記第２変形例に相当する要部構成を示す図である。 図１の構成に関連する第３変形例の要部構成を示す図である。 図２の構成における上記第３変形例に相当する要部構成を示す図である。 図１の構成に関連する第４変形例の要部構成を示す図である。 図１の構成に関連する第５変形例の要部構成を示す図である。 図２の構成における上記第５変形例に相当する要部構成を示す図である。 上記実施形態について位相差調整電圧の制御を行うための装置構成例を示す図である。 図１１における位相差制御部の構成例を示すブロック図である。 図１１における位相差制御部の他の構成例を示すブロック図である。 図１の光変調器についてパワー比調整電圧の制御を行うための装置構成例を示す図である。 図２の光変調器についてパワー比調整電圧の制御を行うための装置構成例を示す図である。 図１４、図１５におけるパワー比制御部の構成例を示すブロック図である。 図１４、図１５におけるパワー比制御部の他の構成例を示すブロック図である。 図１の光変調器についてパワー比調整電圧の制御を行うための他の装置構成例を示す図である。 図１８におけるパワー比制御部の構成例を示すブロック図である。 図１９のパワー比制御部に関する具体的な構成例を示すブロック図である。 本発明による６４ＱＡＭ方式の光変調器の構成例を示す図である。 ６４ＱＡＭ信号光のコンスタレーションを示す図である。 図２１の光変調器に関連した他の構成例を示す図である。 本発明の光変調器を利用した光送信機および光伝送システムの一例を示す図である。 位相差のずれによる１６ＱＡＭ信号光のコンスタレーションの変化を示す図である。 パワー比のずれによる１６ＱＡＭ信号光のコンスタレーションの変化を示す図である。

符号の説明

１…光分岐部
１０，１１，１２，１３…光分岐点
２−１，２−２，２−３…位相変調グループ
２１，２２，２３，２４，２５，２６…位相変調部
３…光合成部
３０，３１，３２，３３…光合成点
４…光位相調整部
５…光パワー調整部
４１，４２，５２，２３１，２３２，２３３，２４１，２４２，２４３…電極
４１Ａ，４２Ａ，６２Ａ，５３…調整端子
５１…ＭＺ干渉計
６０，６１，６２…光モニタ部
７，７’…位相差制御部
７１…ＡＣ光電流検出回
７２Ａ，７２Ｂ…帯域制限回路
７３Ａ，７３Ｂ…電力検出器
７４…コンデンサ（ＡＣ結合）
７５，９４Ｃ，９５Ｃ…同期検波回路
７６，８４，９２Ｃ…ループフィルタ
７７…位相差調整電圧発生回路
７８，９１…ディザ信号発生回路
７８Ａ，９７…シーケンス制御回路
７９，９３…加算回路
７１１…ピーク検出器
７１２…平均パワー検出器
７１３，９４Ｄ，９５Ｄ…除算回路
８，９…パワー比制御部
８１Ａ，８１Ｂ…ＤＣ光電流検出回路
８２，９２Ａ…増幅器
８３，９２Ｂ…減算回路
８５，９２Ｄ…パワー比調整電圧発生回路
８６Ａ，９６Ａ…不揮発性メモリ
９４，９５…ディザ変調深度検出回路
９４Ａ，９５Ａ…ＡＣ光電流検出回路
９４Ｂ，９５Ｂ…ＤＣ光電流検出回路
１００…光伝送システム
１１０…光送信機
１２０…伝送路
１３０…光受信機
ＤＣ＿Ａ，ＤＣ＿Ａ２，ＤＣ＿Ａ３…パワー比調整電圧
ＤＣ＿Ｐ，ＤＣ＿Ｐ１，ＤＣ＿Ｐ２…パワー比調整電圧
ＰＤ＿０，ＰＤ＿１，ＰＤ＿２…光電流
ＤＣ＿ＭＺＭ…ＭＺバイアス電圧

Claims (8)

1. Ｎを２以上の整数として、入力光を（２×Ｎ）個の光に分岐する光分岐部と、
   前記光分岐部で分岐された各光をそれぞれ位相変調する（２×Ｎ）個の位相変調部と、
   前記各位相変調部から出力される位相変調光を合成して４^Ｎ値の直交振幅変調信号光を出力する光合成部と、
   前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光の光位相に対して、残りの（２×Ｎ−２）個の位相変調光の光位相を相対的に調整する光位相調整部と、を備えた光変調器の制御方法であって、
   前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光を光電変換して当該光パワーに応じた光電流を生成する過程と、
   該生成した光電流の時間的変動成分を入力として、Ｎ回の電力検出操作を縦続的に行い、当該電力検出値が最大になるように前記光位相調整部をフィードバック制御する過程と、
   を含むことを特徴とする制御方法。
2. Ｎを２以上の整数として、入力光を（２×Ｎ）個の光に分岐する光分岐部と、
   前記光分岐部で分岐された各光をそれぞれ位相変調する（２×Ｎ）個の位相変調部と、
   前記各位相変調部から出力される位相変調光を合成して４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光を出力する光合成部と、
   前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光の光位相に対して、残りの（２×Ｎ−２）個の位相変調光の光位相を相対的に調整する光位相調整部と、を備えた光変調器の制御方法であって、
   前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタする過程と、
   該モニタした４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーのピーク値を検出し、当該ピークパワーが最大になるように前記光位相調整部をフィードバック制御する過程と、
   を含むことを特徴とする制御方法。
3. Ｎを２以上の整数として、入力光を（２×Ｎ）個の光に分岐する光分岐部と、
   前記光分岐部で分岐された各光をそれぞれ位相変調する（２×Ｎ）個の位相変調部と、
   前記各位相変調部から出力される位相変調光を合成して４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光を出力する光合成部と、
   前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光の光位相に対して、残りの（２×Ｎ−２）個の位相変調光の光位相を相対的に調整する光位相調整部と、を備えた光変調器の制御装置であって、
   前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光を光電変換して当該光パワーに応じた光電流を生成する光電変換素子を有する光モニタ部と、
   前記光電変換素子から出力される光電流の時間的変動成分を検出する検出回路、該検出回路から出力される信号を入力として、Ｎ回の電力検出操作を縦続的に行う高次電力検出器、および、該高次電力検出器における電力検出値が最大になるように前記光位相調整部をフィードバック制御する制御回路を有する位相差制御部と、
   を備えたことを特徴とする制御装置。
4. Ｎを２以上の整数として、入力光を（２×Ｎ）個の光に分岐する光分岐部と、
   前記光分岐部で分岐された各光をそれぞれ位相変調する（２×Ｎ）個の位相変調部と、
   前記各位相変調部から出力される位相変調光を合成して４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光を出力する光合成部と、
   前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光の光位相に対して、残りの（２×Ｎ−２）個の位相変調光の光位相を相対的に調整する光位相調整部と、を備えた光変調器の制御装置であって、
   前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタする光モニタ部と、
   前記光モニタ部でモニタされる４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーのピーク値を検出するピーク検出器、および、該ピーク検出器で検出されるピークパワーが最大になるように前記光位相調整部をフィードバック制御する制御回路を有する位相差制御部と、
   を備えたことを特徴とする制御装置。
5. Ｎを２以上の整数として、入力光を（２×Ｎ）個の光に分岐する光分岐部と、
   前記光分岐部で分岐された各光をそれぞれ位相変調する（２×Ｎ）個の位相変調部と、
   前記各位相変調部から出力される位相変調光を合成して４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光を出力する光合成部と、
   前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーに対して、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のパワーが占める比率を調整する光パワー調整部と、を備えた光変調器の制御方法であって、
   前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタすると共に、前記各位相変調部から出力される位相変調光のパワーをモニタする過程と、
   前記４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のモニタパワーと、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のモニタパワーとの比が所定の目標値に近づくように、前記光パワー調整部をフィードバック制御する過程と、
   を含むことを特徴とする制御方法。
6. Ｎを２以上の整数として、入力光を（２×Ｎ）個の光に分岐する光分岐部と、
   前記光分岐部で分岐された各光をそれぞれ位相変調する（２×Ｎ）個の位相変調部と、
   前記各位相変調部から出力される位相変調光を合成して４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光を出力する光合成部と、
   前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーに対して、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のパワーが占める比率を調整する光パワー調整部と、を備えた光変調器の制御方法であって、
   前記光パワー調整部にディザ信号を与え、前記特定の２つの位相変調光のパワーに前記ディザ信号の周波数に対応した変調成分を発生させる過程と、
   前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタすると共に、前記特定の２つの位相変調光のパワーをモニタする過程と、
   前記４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のモニタパワーおよび前記特定の２つの位相変調光のモニタパワーにそれぞれ含まれるディザ変調成分の深度を検出し、当該深度の比が所定の目標値に近づくように、前記光パワー調整部をフィードバック制御する過程と、
   を含むことを特徴とする制御方法。
7. Ｎを２以上の整数として、入力光を（２×Ｎ）個の光に分岐する光分岐部と、
   前記光分岐部で分岐された各光をそれぞれ位相変調する（２×Ｎ）個の位相変調部と、
   前記各位相変調部から出力される位相変調光を合成して４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光を出力する光合成部と、
   前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーに対して、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のパワーが占める比率を調整する光パワー調整部と、を備えた光変調器の制御装置であって、
   前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタすると共に、前記各位相変調部から出力される位相変調光のパワーをモニタする光モニタ部と、
   前記光モニタ部でモニタされる、４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のモニタパワーと、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のモニタパワーとの比が所定の目標値に近づくように、前記光パワー調整部をフィードバック制御するパワー比制御部と、
   を備えたことを特徴とする制御装置。
8. Ｎを２以上の整数として、入力光を（２×Ｎ）個の光に分岐する光分岐部と、
   前記光分岐部で分岐された各光をそれぞれ位相変調する（２×Ｎ）個の位相変調部と、
   前記各位相変調部から出力される位相変調光を合成して４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光を出力する光合成部と、
   前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーに対して、前記各位相変調部から出力される位相変調光のうちの特定の２つの位相変調光のパワーが占める比率を調整する光パワー調整部と、を備えた光変調器の制御装置であって、
   前記光パワー調整部にディザ信号を与え、前記特定の２つの位相変調光のパワーに前記ディザ信号の周波数に対応した変調成分を発生させるディザ信号発生部と、
   前記光合成部から出力される４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のパワーをモニタすると共に、前記特定の２つの位相変調光のパワーをモニタする光モニタ部と、
   前記光モニタ部でモニタされる、４ ^Ｎ 値の直交振幅変調信号光のモニタパワーおよび前記特定の２つの位相変調光のモニタパワーにそれぞれ含まれるディザ変調成分の深度を検出し、当該深度の比が所定の目標値に近づくように、前記光パワー調整部をフィードバック制御するパワー比制御部と、
   を備えたことを特徴とする制御装置。

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