WO1998011663A1

WO1998011663A1 - Dispositif de commande de moteur a induction et procede de commande dudit dispositif

Info

Publication number: WO1998011663A1
Application number: PCT/JP1996/002625
Authority: WO
Inventors: Hironori Ohashi; Makoto Takase; Hiroyuki Tomita; Seiji Ishida
Original assignee: Hitachi, Ltd.
Priority date: 1996-09-13
Filing date: 1996-09-13
Publication date: 1998-03-19
Also published as: US6147470A

Description

明細書

誘導モータ制御装置およびその制御方法

技術分野

本発明は回転座標上で電流制御を行い，直流制動機能をも—する誘導モータ制御装匿に | する。背景技術

誘導モータを制御する場合，モータ印加電圧 V と周波数 f を一定の比率で変化せさてモータの回転数を制御する V f 制御やモータの電流を磁束分（ d軸）とトルク分（ q軸）に分解して直流機と同じように制御するべクトル制御がある。前記の V / ί 制御は制御方式が簡単なため，従来から良く用いられている。また，後者はマイクロコンピュータの発達により，リアルタイムでの制御演算が可能となり，従来の直流サ一ボの置き換えとして，用いられようになってきた。

前者の V Z ί 制御では電機子抵抗の電圧降下などのため，低速度域でトルクが出ず，かつ，位置決めが Vノ ί 制御では困難なため，誘導モータに直流電流を流して制動を掛ける直流制動が用いられてきた。後^のべクトル制御では低速度域で十分なトルクを確保でき，位置決めも行うことができる。しかし，べクトル制御では速度（位置）情報が必要なため，誘導モータにエンコーダなどの位置センサを付け速度検出したり，電流，電圧から速度を推定する速度推定器が必要となる。これらの速度検出手段が故障した場合，非常停止などのため，前述した直流制動が用いられる場合が多い。

後者のべクトル制御装置でも，この直流制動時は V f 制御の誘導モータ制御装 if:と同様な使われ方をするので従来と同一な制御手法が用いられることが多い。この 11Ϊ流制動の手法は所望の直流制動力に応じた直流電圧を誘導モータに加えるだけのものである。

第 ! 図に従来の直流制動機能を有したべク卜ル制御装のブ口ック図を示す。従来のべク卜ル制御装 κでは「流制動機能を設けるため，第 4 図に示すように本来のべクトル制御制御川の演算部 2〜 1 1. に加えて， ίί〔流制動制御演算部 ] とスィッチ S 1 , S 2 を設けている。べクトル制御状態では S 1 ， 2は a 側で，〖 :流制動時には S 1， 2は b側とする。 S 2 を h側にすることで、 d — _q Λ C K 4 の出力は効力、なくなり，一方の電圧（ V d * ) に制動力に応じた値が人力され，他方 ( V q * ) を 0 とし，誘導モータ 1 3 には直流電圧が加わる。また，切り換えショックを少なくするため， S 1 は電圧位相 θ V を直流制動制御演算部 1 で演算し，電圧位相に d軸を一致させる。

べクトル制御装置は前述のように位置決めなどのサーボとして使われる場合があり，過電流などで停止することは許されない。これは，べク卜ル制御装置が非常用に直流制動モ一ドに入った場合でも同様である。べクトル制御装置では十分に低速トルクが確保でき，位置決めなども行えるため，直流制動は不必要であるが，前述のように位置 (速度）センサの故障時などを考えると不可欠な制御モードと Hえる。ここで，従来通りの直流制動の手法を用いるとべクトル制御状態から直流制動に切り換えた後，過電流保護などによりトリップする場合がある。これは従来の直流制動のように直流電圧を加えるだけでは電流を十分に制御できないため，電流が成長しゃすい回転数が高い場合や負荷が重い場合に起こりやすい。べクトル制御装置では上記のように直流制動が故障時に用いられことになるため，使用条件をトリップしにくい負荷状態に限ることはできず，どんな状態でもトリップしなレ、直流制動の手法が必要である。

本発明の Π的は，高性能なべクトル制御装置に内蔵されるトリッブしない直流制動の手法を提供することにある。また，第 2 'の口的は停止時に振動の少ない直流制動の手法を提供することにある。発明の開示

第 1 の【的を违成するため，べク卜ル制御装置にある d， q の電流制御装置（ A C R ) を用い， A C R の d軸電流指令と q軸電流指令のうちいずれか一方の電流指令を 0，他方の電流指令を流制動力に応じた電流指令として人力して | 流制動モードを実現する，また，第 2 の目的のため，電流指令を 0 にした一方の電流値の絶対値を見て，あるいは誘導モータの回率云数を見て、予め定めた基準値以下ならこの軸の A C Rを 0 ( V q * = 0 ) として，残り他方だけで電流を制御するように切り換える手段を設けた。

これにより、直流制動時でもべクトル制御装置の A C Rを用いるため，どんな負荷状態であっても電流を制御できるので，過電流でトリップすることはない。また，直流制動に切り換えるときには A C Rの指令電流を操作するだけなので，切り換え前後で電力変換器の電圧が変に不連続にならないため，切り換えショックが少なく，切り換え時のトリップも起きにくレヽ。

また， d軸， q軸両方の A C Rで直流制動を行うとモータの全位相角 3 6 0 " 方向に電圧ベクトルが出力可能なため，停止寸前にロータ回転位置が微振動する。そのため， 0に絞った方の軸の電流、あるいは誘導モータの回転数を見て基準値以下になったら，他方の軸の A C Rだけで制御するようにしているので、電圧出力方向はこの A C R制御している他方の軸方向だけとなり，停止時にロータは振動しないようになる。図面の簡単な説明

第 1 図は、本発明による具体的 -実施例の制御ブ口ック図である。第 2 ^は、本発明による体的一実施例の lit流制動^ ^器の動作を示したフローチヤ一トである。

第 3 1は、 d， q軸での電圧，電流のべクトル 1である。

第 4図は、従来の制御装置の制御ブ口ック 1である発明を実施するための最の形態

以下，本発明の一実施例を第 1 図により説明する。第 1 「 1は誘導モ —タ 1 3 を電力変換回路 7 により制御する誘導モータのべクトル制御装置である。本実施例を、现解し易いように，速度制御系に ¾づいて説明する。

第 1 図の本実施例のべクトル制御装置は良く知られている速度センサ付きのべクトル制御と同一で， d軸， q軸は誘導モータの回転磁界に同期して回転する座標系である。速度制御演算部 2 では、このべタトル制御装置の外部のシステムから人力された速度指令 ω *と速度検出演算部 1 0から入力された速度検出値 ω rに基づいてトルク電流 ( トルク相当）指令 i q*が演算される。速度検出演算部 1 ◦はェンコーダなどの位置検出器 1 2 からの信号で速度を演算したり，位置検出レスの場合は電流などから速度推定演算を行う。この i q*が磁束演算部 3 に人力され，良く知られているようにベクトル制御条件を満足するような磁束分電流指令 i d *とすべり周波数 ω _S を演算し、 i d* , i q*、 sが出力される。これらの ί d* , i q*に回転座標 d — q変換部 1 1 からの電流検出値 i d， i qを追随させるような電指令 v d*、 v q*を d — q軸 A C R 4 で演算する。

これらの V d *、 V q *は回転座標 d — q軸カゝら 3相への逆 d — q変換器 5 により， 3相の電圧指令にし， P W M演算部 6 で電力変換器 7のスィツチング素子を 0N/0 FI''する点弧パタンを演算する。また，磁束演算部 3 の出力の ω sはすべり補償演算部 8 に入力され，誘導モータの 1 次周波数 ω 1 を演算し，これを稍分器 9で稍分して d軸の位相 0 1 を計算し， d — q変換部 1 1 ，逆 d — q変換部 5に出力する。

本発明は直流制動制御演算器 1 とそれにより制御されるスィツチ S 1 ， S 3 , S 4から構成される。直流制動制御演算部 1 には iff流制動の制動力目標値と直流制動運転に移行する際の直流制動指令（図示せず）が与えられる。べクトル制御時には直流制動制御演算器〗により S 1 ， S 3 , S 4 は全て a側となるように切り換えられており，前記のようにべクトル制御が行われる。この状態から直流制動制御状態にする場合の直流制動制御演算器 1 の動作を第 2図に示すフローで説明する。

直流制動制御演算器 1 は電圧べクトル 0 V の位相を算出する（ステップ 1 0 1 ) 。このステップ 1 0 1 はべクトル制御から直流制動に切り換える瞬間のみの演算だけで良い。誘導モータの 3相卷線 u， V , w相、 d — q軸電圧べクトル V I ，電流べクトル I 1 の関係は第 3図に示すとおりで，図より θ Vは

より，演算できる。 V q， V dは切り換え直前で演算していた d， q 軸の電圧値を用いる。次にスィッチ S 1 を b側に切り換え， θ d qに 0 V を入力する（ステップ 1 02 ) 。これにより，第 3図にあるように電圧ベクトル V I の位相に d軸を合わせ， d ' 軸とすることで電圧べクトル V 1 を直流制動切り換え時に不連続にならないようにする。これにより，切り換え時のショックが小さくなり，卜リッブしにくくなる _c この例では電圧ベクトル V I を連続にした力；，電流ベクトル I 1 を連続的に切り換えても良く，その場合は（ 1 ) 式の Vを i に読み変えればい。また，これらの切り換えは A C K の応答が iflい場合には動的に連続になるように働くので不要とすることもできる力；， Λ C Rの応答が遅い場合にはこの切り換えが特に有効となる。

この後， S 3 を b側に切り換え， d軸の Λ C Rの指令 i d *を直流制動制御演算器 1 に入力された制動力に応じた値を d — _q蚰 A C R 4 に人力し， q軸の Λ C Rの指令 i f]*を 0にする（ステップ 1 03 ) 。このように従来とは異なり， d軸， q軸の Λ C Kを直流制動時でも効かしているので，交流モータの負荷状態で電流が成長し，過進流ではトリップすることはない。

そして， i qの絶対値と予め定めた基準値 ct と比較し（ステップ 104 ) , これよりも大きい場合は S 4 を a側に切り換え，前述のように d — q軸 Λ C R 4 の出力を P W M演算部 6 に渡す（ステップ 105a ) 。逆に基準値 α に比して小さい場合は S 4 を b側に切り換え， d軸の A C R出力を生力し， q軸の電圧指令 V q* = 0 、即ち q 軸の A C Rを無効にして， P W M演算部 6 に電圧指令を出力する（ステップ 1 05b) 。このステップ 104 , 105により交流モータのロータ位置決め停止時の振動を防止できる。この位置決め停止時に振動する理由は、 d ， q 2軸の両方の A C R を掛け放しの状態にすると第 3図の電圧べクトルカ、ら理解されるように d ， q軸成分が 3 6 0 ° 全ての方向に出力され， q軸の電圧分で Λ C Rの出力が振動的になってしまい、ロータが振れてしまう力らである。

また，基準値ひを S 4切り換えのしきい値としたが，場合により電流が振動的になったり，ノイズが乗ってしまレ、，切り換えがバタック時がある。この場合には某準値ひに対して数〜数十。 /。のヒステリシスを付けることで防止できる。さらに制動力に応じて基準値 α を変えることで停 lh時の振動を小さくできる。例えば，制動力が誘導モータの定格電流の 4 0 %の時と 8 0 %の時では d軸電流指令がこれに伴い， 4 0 % , 8 0 %となり，同じ回転数での d軸電流の干渉電圧が異なるため， 4 0 %に比べ 8 0 %の場合の方が早めに d軸のみに切り換わるように ¾ ^値ひを大きくした方が，停止時の振動を小さくできる。さらに基準値ひは過電流検出レベルより当然小さくするべきで，過電流検出レベルの 8 0 %以—卜 Ίこすると卜リッフしにくく，停止時の振動も小さくできる。

ここで，説明の都合上 q軸の A C Rの指令 i q*を 0 にした力；，これは d軸の A C Rの指令 i d*でも同様なことが実現できる。この場合には第 3図の d ' 軸を V 1 に合わせるのではなく q ' 軸を V 1 に合わせるように 0 Vを次式のように演算し，第 2図のフローでは d， q のサフィックスを読み変えれば良いことは明らかである。

θ ν= θ 1 + ta n ¹ ( V q / V d) - π / 2 ( 2 ) また，前記のように電流べクトル I 1 を連続にする場合は前記と同様に（ 2 ) 式の Vを i に読み変えれば良い。

また， d， q軸で A C Rを掛ける場合， d , q軸干渉電圧を演算し，これを A C R出力にフィードフォワードとして加算し， d， q軸千渉電圧を相殺すると言った非干渉制御を行うと良い。本発明では直流制動時でも d， q軸の A C Rを掛けるため，この非干渉制御は有効でこの非干渉により， d , q軸の電流の振動を小さくできるため，停止時の振動を抑制できる。この場合には干渉電圧としては 1 次周波数 ω 1 = 0 として干渉電圧を演算すれば良い。色々な干渉電圧演算式が考えられるが，一例として次式のような干渉電圧 V z dqを非干渉化しているとする

、ノ

ただし， 1 σ ：もれインダクタンス， Μ ：相互インダクタンス， L 2 : 2次自己インダクタンス， T 2 : 2次時定数， _{ω Γ :} 口一タの電気角周波数， φ * : 2次磁束指令とした。

上式において

= 0

( 4

として

V ( 0 、

、ω _r M/L_? · φ *

( 5 ) として非干渉化すれば良い。

以上，説明は速度センサ付きベクトル制御で行ったが，全てのベタトル制御装置に本発明は適用可能であり，速度センサなしのべクトル制御装置にも適用可能である。

また、以上の実施例では、誘導モータを直流制動する際、まず電流指令の位相を固定し、次いでこの固定された電流指令位相に対し直交する実電流成分が所定値以下になつたら電圧指令の位相を固定するようにしたが、電流が成長しやすいのは回転数が高い場合に起こりやすいから、誘導モータを直流制動する際、まず電流指令の位相を固定し、次いで誘導モータの回転数が所定値以下になったら電圧指令の位相を固定するように S 4 を b側に切り換えるようにしても同様に過電流や振動を防止できる。この場合も誘導モータが所定回転数以下の状態から負荷によって回されるなどして再び所定回転数を越えるようになつたら S 4 を a側に戻すようにする。この実施例の場合は速度検出演算部 1 0の速度検出値 ω rを直流制動制御演算部 1 に入力して所定回転数以下になったことを判断し S 1 を切り換える信号を出力するようにすればよレ、。

本発明を用いたシステムとしてはクレーンなどの昇降機が举げられる。クレーンなどのシステムでは荷物を上げ，下げする駆動部に大容量のため誘導モータを使うことが多い。このようなシステムでは位置センサなどの故障時に荷物が落ちないように流制動が用いられる。この場合，モータには常に重力方向に負荷がかかり，切り換え瞬間にトリッブしたり，制動時でも常にトリップはさせられない。本 ¾ 明はこの場合に有効で 2軸の A C Rのため，成長する電流を A C Rで抑制でき，非常時でもトリップレスで，抑えが効くようになり，荷落ちなどが無くなる効果がある。また，定常的に制動状態になり，荷物の横揺れで負荷変動するような場合でも q軸の電流が大きくなれば 2軸の A C Rで抑えが効くため，直流制動も効果的に効く。また，このようなシステムではギヤなど使われる場合が多いが，停止時の振動を小さくできるので，騒音も小さくなる。産業上の利用可能性

本発明によれば，トリップレスの直流制動機能を有するべクトル制御装置が提供可能できる。また、停止時の振動も小さくできるので非常時での直流制動などの停止位置精度を上げることができると共に低騒音なシステムを供給できる。

Claims

I す ©

1 . 誘導モータと、電力変換装置とを備え、前記誘導モータに前記電力変換装置から供給される電流をべクトル成分に分けて制御するようにようにした誘導モータの制御装置において、流制動指令後に電流位扣の振れが所定値以下になるように制御する手段を備えた誘導モータ制御装置。

2 . 誘導モータと、電力変換装置とを備え、前記誘導モータに前電力変換装置から供給される電流をべクトル成分に分けて制御するようにようにした誘導モータの制御装置において、直流制動指令後に電流指令の位相が固定された状態で電圧の位相を固定する手段を備えた誘導モータの制御装置。

3 . 任意の周波数の交流電力に変換する電力変換装匱により誘導モータに供給する電流を磁束分とトルク分のべクトル成分に分けて制御するようにした誘導モータの制御装置において、 1 流制動指令に応答して電流指令の位相を固定する手段と、前記固定された電流指令の位相に対し直交する位相成分の実電流が所定値以下になつたら電圧指令の位相を固定する手段を備えた誘導モータの制御装置。

4 . 任意の周波数の交流電力に変換する電力変換装置により誘導モ —タに供給する電流を磁束分とトルク分のべクトル成分に分けて制御するようにした誘導モータの制御装置において、直流制動指令に応答して電流指令の位相を固定する手段と、直流制動動作中に前記誘導モータの回転数が所定値以下になつたら電圧指令の位相を固定する手段を備えた誘導モータの制御装置。

5 . 電力変換装置と、該電力変換装置の出力に接続された誘導モータと、前記誘導モータの電流を磁束を発生するための d軸電流とトルクを発生するための q軸電流にべクトル分解する d q変換器と，トルク指令値から d , q 軸電流指令値を演算して出力する電流指令演算器と，前記 d， q軸電流指令値に前記 d， q軸電流を追随させるように d， q軸電圧を演算する d q軸電流制御演算器を備えて、前記誘導モータの回転を制御する誘導モータ制御装蹬において，

前記電流指令演算器は、流制動指令を受け d q軸電流指令の一方の軸電流指令値を 0 , 他方の軸電流指令値を制動力に応じた指令値として出力し，前記 d q軸電流制御演算器は前記電流指令値を 0 とした一方の軸の電流の絶対値が所定値以下のときは他方の軸の電流のみで前記誘導モータを制御することを特徴とした誘導モータ制御装置。

6 . 前記請求項 5載の誘導モータ制御装置において，前記 d q軸電流制御演算器は電流の絶対値をヒステリシス特性をつ比較手段で前記所定値と比較することを特徴とする誘導モータ制御装置。

7 . 前記請求項 5， 6記載の誘導モータ制御装置において，前記所定値は ί£流制動時に指令される制動力に応じた値にしたことを特徴とする誘導モータ制御装置。

8 . 請求項 5乃至 7記載の誘導モータ制御装置において，直流制動時に前記所定値と比較する電流は q 軸電流とした誘導モータ制御装置。

9 . 請求 ¾ 5 乃至 8記載の誘導モータ制御装置において，前記所定値を過電流検出レベルの 8 0 %以下とすることを特徴とする誘導モータ制御装置。

1 0 . 誘導モータと、電力変換装置とを備え、前記誘導モータに前記電力変換装置から供給される電流をべクトル成分に分けて制御するようにようにした誘導モータの制御において、前記誘導モータを直流制動する際、まず電流指令の位相を固定し、次いで前記固定された電流指令の位相に対し直交する位相成分の実電流が所定値以になつたら電圧指令の位相を固定するようにした誘導モータの制御方法。

1 1 . 誘導モータと、電力変換装置とを備え、前記誘導モータに電気電力変換装置から供給される電流をべクトル成分に分けて制御するようにようにした誘導モータの制御において、前記誘導モータを !：流制動する際、まず電流指令の位相を固定し、次いで前記誘導モータの回転数が所定値以下になつたら電圧指令の位扣を固定するようにした誘導モータの制御方法。

1 2 . 誘導モータと、電力変換装置とを備え、前記誘導モータに電気電力変換装置から供給される電流をべクトル成分に分けて制御するようにょうにした誘導モータの制御において、前記誘導モータを直流制動する際、電流の位相を固定するように制御する誘導モータの制御方法。