JP2008099518A - 電力変換装置および電力変換装置の故障検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】リアクトルを含んで構成された電力変換装置において、リアクトルのインダクタンスが所定領域から外れて変動したことを検知する。
【解決手段】制御回路３０は、各電圧変換器３１〜３３中のリアクトルＬ１について、電圧センサ６，１２，３６のうちの少なくとも１つの出力および、電流センサ３５の出力に基づき、リアクトル電圧ＶＬおよびリアクトル電流ＩＬを検知する。さらに、制御回路３０は、検知したリアクトル電流の時間的変化およびリアクトル電圧に基づきリアクトルＬ１のインダクタンスを逐次算出するとともに、算出したインダクタンスが予め定められた所定領域外となったときにリアクトルＬ１の故障を検知する。
【選択図】図１

Description

この発明は、電力変換装置および電力変換装置の故障検出方法に関し、より特定的には電力変換装置の構成要素であるリアクトルの異常検出に関する。

電力変換装置の１つとして、リアクトルを用いて直流電圧を変換するチョッパ回路を含んで構成されたＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。このようなチョッパ回路では、方形波状にスイッチングされた電圧がリアクトルに印加されて、リアクトルを流れる電流には、当該リアクトルのインダクタンスに応じた傾きの時間的変化が発生する。

したがって、チョッパ回路に所望の動作をさせるためには、リアクトルのインダクタンスが設計値どおりに維持される必要がある。すなわち、インダクタンスの変動を含めてリアクトルに異常が発生した場合には速やかに検出する必要がある。

電圧変換装置中のリアクトルの故障検出については、たとえば特開２００４−２０１４６３号公報（特許文献１）に、リアクトルに温度センサを設けることによって、検出されたリアクトル温度と基準値との比較に基づいてリアクトルの故障を検出する手法が開示されている。

また、特開２００４−８８８６６号公報（特許文献２）には、リアクトルに電流センサを設け、リアクトル電流が過大となったときにリアクトルに故障が発生したことを検知する電圧変換装置が開示されている。
特開２００４−２０１４６３号公報 特開２００４−８８８６６号公報

しかしながら、特許文献１に開示された電圧変換装置では、リアクトルの異常検出のために専用の温度センサを配置する必要が発生する。また、リアクトル温度による異常検出では、素子損傷につながるような過熱の発生を検知可能であるものの、リアクトルのインダクタンスが変動したことを正確かつ速やかに検出することは困難である。

また、特許文献２に開示された電圧変換装置は、実測された直流電流（リアクトル電流）が所定以上となったときに、リアクトルに短絡故障が発生したことを検出する。このため、短絡故障が発生していなくても、インダクタンスの変動により電圧変換装置が所望動作を実行できないようなリアクトル故障の発生については、検出することができない。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、リアクトルを含んで構成された電力変換装置において、リアクトルのインダクタンスが所定の設計領域から外れて変動した故障を検知することである。

本発明による電力変換装置は、電圧変換器、電圧検出器、電流検出器、および制御回路を備える。電圧変換器は、電力用半導体スイッチング素子と該電力用半導体スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が印加されるリアクトルとを含んで構成される。電圧検出器は、リアクトルに印加された電圧を検出するために配置される。電流検出器は、リアクトルを通過するリアクトル電流を検出するために配置される。制御回路は、電圧検出器および電流検出器の出力に基づき、リアクトルに印加された電圧とリアクトル電流の時間的変化とからリアクトルのインダクタンスを算出するとともに、算出したインダクタンスが予め定められた所定領域外であるときにリアクトルの故障を検知するように構成される。

本発明による電力変換装置の故障検出方法は、電力用半導体スイッチング素子と該電力用半導体スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が印加されるリアクトルとを含んで構成された電圧変換器を備える電力変換装置の故障検出方法であって、電圧検出器の出力に基づきリアクトルに印加された電圧を検出するステップと、電流検出器の出力に基づきリアクトル素子を通過するリアクトル電流を検出するステップと、検出された電圧とリアクトル電流の時間的変化とからリアクトルのインダクタンスを算出するステップと、算出したインダクタンスが予め定められた所定領域外であるときにリアクトルの故障を検知するステップとを備える。

上記電力変換装置および電力変換装置の故障検出方法によれば、電圧変換器の動作時に検出されるリアクトル電流およびリアクトル電圧に基づき、リアクトルのインダクタンスを逐次オンラインで算出して、算出したインダクタンスに基づきリアクトルの故障検出を行なうことができる。したがって、インダクタンスの変動により電圧変換器が所望動作を実行できないようなリアクトル故障の発生を確実に検知することができる。

好ましくは、制御回路は、リアクトルに印加された電圧が同一レベル範囲内である期間内に複数回サンプリングした電流検出器の出力より求めたリアクトル電流の時間的変化の傾きに基づき、リアクトル素子のインダクタンスを算出する。

このような構成とすることにより、リアクトル電流の時間的変化の傾きを正確に検出できるので、リアクトルの故障検出精度を向上することができる。

また好ましくは、所定領域の下限値は、リアクトル電流が所定以上の領域では、リアクトル電流が所定未満の領域と比較して、低いインダクタンスに設定される。

このような構成とすることにより、リアクトル電流が大きい領域では、コア内での磁気飽和によりインダクタンスが一時的に低下する現象を反映して、大電流時にインダクタンスの故障が誤検出されることを防止できる。

あるいは好ましくは、リアクトルは、磁路上の空隙部を有するように構成された磁性体コアと、磁性体コアに巻回されたコイルとを有するように構成される。

このような構成とすることにより、大きなリアクトル電流を流すために磁路上の空隙部（ギャップ）を有するコアを用いた、空隙距離の変動によりインダクタンス変動が発生しやすい構造のリアクトルについて、電圧変換器が所望動作を実行できないようなインダクタンスの変動が発生したことを確実に検出することができる。

この発明による電力変換装置および電力変換装置の故障検出方法によれば、リアクトルを含んで構成された電力変換装置において、リアクトルのインダクタンスが所定の設計領域から外れて変動した故障を検知することができる。

以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその詳細な説明は原則として繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施の形態による電力変換装置が搭載された車両の構成を説明する回路図である。車両１００は、モータの駆動制御のために電力変換装置を搭載する自動車の一例として示される燃料電池自動車である。

図１を参照して、車両１００は、ノードＮ１およびノードＮ３の間に接続されるバッテリ２と、ノードＮ１およびノードＮ３の間に接続される平滑用コンデンサ８と、ノードＮ１およびノードＮ２の間に接続されて、バッテリの電圧ＶＢとインバータの電圧ＶＩＮＶとの間で相互に電圧変換を行なう多相電圧変換装置１０とを含む。多相電圧変換装置１０は、本発明の実施の形態による「電力変換装置」に相当する。

車両１００は、さらに、ノードＮ２とノードＮ３との間に直列に接続されるダイオード１６および燃料電池１８と、ノードＮ２およびノードＮ３との間に接続されるインバータ２０と、インバータ２０によって駆動制御されるモータ２２とを含む。ダイオード１６は、燃料電池１８に電流が流入するのを防止するための保護素子であり、燃料電池からノードＮ２に向かう向きを順方向として接続される。

多相電圧変換装置１０は、制御回路３０と、ノードＮ１およびノードＮ２の間に並列接続されるコンバータ回路（電圧変換器）３１〜３３を含む。制御回路３０は、代表的には電子制御ユニット（ＥＣＵ）で構成され、電圧変換器３１〜３３の動作を制御する。電圧変換器３１〜３３には、電圧ＶＢおよびＶＩＮＶの基準電位を与えるノードＮ３が共通に接続されている。

ノードＮ１およびノードＮ２の間には平滑用コンデンサ８が接続される。さらに、バッテリの電圧ＶＢを検出する電圧センサ６が配置される。また、ノードＮ２およびノードＮ３の間には平滑用コンデンサ１４が接続され、さらに、インバータ電圧ＶＩＮＶを検出する電圧センサ１２が配置される。電圧センサ６，１２の出力は、制御回路３０へ入力される。

電圧変換器３１は、ノードＮ１およびノードＮ３との間に接続される第１のアームＡ１と、ノードＮ２およびノードＮ３との間に接続される第２のアームＡ２と、アームＡ１，Ａ２間に接続されるリアクトルＬ１とを含む。

第１のアームＡ１は、ノードＮ１およびノードＮ３の間に直列に接続されるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子Ｑ１，Ｑ２と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。なお、本実施の形態において、ＩＧＢＴ素子は、「電力用半導体スイッチング素子」の代表例として記載される。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタはノードＮ１に接続され、エミッタはノードＮ４に接続される。ダイオードＤ１はノードＮ４からノードＮ１に向かう向きを順方向として接続される。また、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタはノードＮ４に接続され、エミッタはノードＮ３に接続される。ダイオードＤ２はノードＮ３からノードＮ４に向かう向きを順方向として接続される。

第２のアームＡ２は、ノードＮ２とノードＮ３との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４と、ＩＧＢＴ素子Ｑ３と並列に接続されるダイオードＤ３と、ＩＧＢＴ素子Ｑ４と並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。

ＩＧＢＴ素子Ｑ３のコレクタはノードＮ２に接続され、エミッタはノードＮ５に接続される。ダイオードＤ３はノードＮ４からノードＮ２に向かう向きを順方向として接続される。また、ＩＧＢＴ素子Ｑ４のコレクタはノードＮ５に接続され、エミッタはノードＮ３に接続される。ダイオードＤ４はノードＮ３からノードＮ５に向かう向きを順方向として接続される。

リアクトルＬ１は、ノードＮ４とノードＮ５との間に接続される。電流センサ３５は、リアクトルＬ１の通過電流（以下、リアクトル電流ＩＬ）を検出するように配置される。電流センサ３５の種類は特に限定されない。検出されたリアクトル電流ＩＬは、制御回路３０へ入力される。

電圧変換器３２，３３の内部の構成については、電圧変換器３１と同様であるので、説明は繰返さない。図示しないが、電圧変換器３２，３３の各々のリアクトルＬ１に対しても電流センサ３５が配置されて、検出されたリアクトル電流ＩＬは、制御回路３０へ入力される。

また、図１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタとＩＧＢＴ素子Ｑ４のエミッタとが電圧変換器３１内部で接続されている構成、つまり複数の電圧変換器の各々の内部でノードＮ３と燃料電池の負極とを接続する構成を示した。しかし、図１の構成に代えて、各電圧変換器内部ではＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタとＩＧＢＴ素子Ｑ４のエミッタとは接続せずに、電圧変換器外部にノードＮ３と燃料電池の負極とを接続する配線を電圧変換器３１〜３３共通に１本設けても良い。

バッテリの電圧ＶＢと燃料電池１８の出力電圧とはとり得る範囲が一部重なっている。たとえば、バッテリはニッケル水素バッテリなどが使用され、その電源電圧はたとえば２００Ｖから３００Ｖの範囲で変動する。一方、燃料電池１８の出力電圧は、たとえば２４０Ｖ〜４００Ｖの範囲で変動する。

したがって、バッテリ２の電圧が燃料電池１８の出力電圧よりも高い場合と低い場合との両方の場合があるので、電圧変換器３１〜３３は先に説明したように第１、第２のアームを有するような構成となっている。この構成により、バッテリ２側からインバータ２０側に昇圧および降圧が可能となり、かつインバータ２０側からバッテリ２側に昇圧および降圧が可能となる。

すなわち、各電圧変換器３１〜３３は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ（スイッチング）を制御するスイッチング制御信号ＳＷ１〜ＳＷ４に従って、電圧ＶＢを昇圧してノードＮ２およびノードＮ３間に出力する昇圧チョッパおよび電圧ＶＢを降圧してノードＮ２およびノードＮ３間に出力する降圧チョッパ、ならびに、電圧ＶＩＮＶを昇圧してノードＮ１およびノードＮ３間に出力する昇圧チョッパおよび電圧ＶＩＮＶを降圧してノードＮ１およびノードＮ３間に出力する降圧チョッパのいずれとしても動作することが可能であり、双方向の電圧変換が可能な昇降圧チョッパとして動作する。

制御回路３０は、電圧センサ６，１２により検出された電圧ＶＢ，ＶＩＮＶに基づき、所望の電圧変換動作が行なわれるように、各電圧変換器３１〜３３についてスイッチング制御信号ＳＷ１〜ＳＷ４を生成する。

なお、電圧変換器３１〜３３は、たとえば電気角で１２０°ずつ位相をずらして同様の電圧変換動作（周期的なＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作）を実行させることにより、平滑用コンデンサ８，１４のリップル電流を抑制することができる。この結果、平滑用コンデンサ８，１４の容量を小さくして小型化を図ることができる。

あるいは、各電圧変換器３１〜３３においてＩＧＢＴ素の素子温度を検出して、素子温度に応じてコンバータ回路３１〜３３を選択的に動作させる構成としてもよい。たとえば、素子温度の高い電圧変換器は保護のために動作を停止させて、素子温度が低い電圧変換器を優先して動作させる制御構成が可能である。

図２は、各電圧変換器３１〜３３中のリアクトルの電圧波形および電流波形を示す波形図である。

リアクトルＬ１には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフの組合わせに応じて、電圧センサ６によって検出される電圧ＶＢ、電圧センサ１２によって検出されるＶＩＮＶ、あるいは両者の電圧差ＶＩＮＶ−ＶＢが印加される。このように、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ（スイッチング）に伴いリアクトルＬ１の両端に印加される電圧差をリアクトル電圧ＶＬと表記する。すなわち、リアクトル電圧ＶＬは、リアクトルＬ１に印加される、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４によってのスイッチングされた電圧である。

図２に示すように、リアクトル電圧ＶＬが正の期間には、リアクトル電流ＩＬは上昇し、一方リアクトル電圧ＶＬが負の期間には、リアクトル電流ＩＬは減少する。このリアクトル電流ＩＬの時間的変化は、下記（１）式で示されることが知られている。なお、（１）式中において、ＬはリアクトルＬ１のインダクタンスである。

ＶＬ＝Ｌ・（ｄＩＬ／ｄｔ）…（１）
リアクトル電流ＩＬは、電流センサ３５の出力により検出可能である。一方、リアクトル電圧ＶＬは、リアクトルＬ１の両端の電圧差を測定するように配置された電圧センサ３６（図１）の出力により検出可能である。あるいは、多相電圧変換器である電力変換装置１０の制御に必要な電圧センサ６，１２の検出値とＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフパターンとの組合せによって、リアクトルＬ１の両端電圧を検出する電圧センサ３６を新たに設けることなく、リアクトル電圧ＶＬを検出することも可能である。

すなわちリアクトル電圧ＶＬは、電圧センサにより直接測定してもよいし、電圧変換器の入出力電圧およびスイッチングパターンから推定してもよい。

本発明の実施の形態による電力変換装置では、リアクトルＬ１のインダクタンスの変動を検出する故障検出を行なう。ここで、図３を用いて、リアクトルにインダクタンス変動が発生する原因について説明する。

図３を参照して、リアクトルＬ１は、磁性体で形成されたコア２２１と、コア２２１に巻回されたコイル２２２とを含む。コア２２１は、直線部２２１０，２２１２と、湾曲部２２１１，２２１３とからなる。

湾曲部２２１１は、直線部２２１０との間にギャップ（空隙）２２３を有し、直線部２２１２との間にギャップ２２４を有する。湾曲部２２１３は、直線部２２１２との間にギャップ２２５を有し、直線部２２１０との間にギャップ２２６を有する。コイル２２２は、直線部２２１０，２２１２に巻回される。

このように、コア２２１には磁路上にギャップ２２３〜２２６が設けられる。ギャップでは、磁性体の隙間に非磁性体を挿入して接着剤により固着する構造が一般的に採用される。このように、コア２２１にギャップを設けることにより、磁気抵抗を高めてコア２２１内で磁束が飽和することを抑制できる。したがって、車両１００への搭載等、リアクトル電流が比較的大きくなるリアクトルでは、コア２２１にギャップ２２３〜２２６を設ける構造が必要となれる。なお、直線部２２１０および／または湾曲部２２１３の途中に、さらにギャップを設ける構成としてもよい。

ここで、リアクトル電流ＩＬがコイル２２２を流れると、磁束がコア２２１中で発生し、その発生した磁束は、ギャップ２２３を矢印２２７の方向に通過して湾曲部２２１１を伝搬する。そして、磁束は、ギャップ２２４を矢印２２８の方向に通過して直線部２２１２を伝搬し、ギャップ２２５を矢印２２８の方向に通過する。磁束は、さらに、湾曲部２２１３を伝搬し、ギャップ２２６を矢印２２７の方向に通過する。このように、リアクトル電流ＩＬがコイル２２２に流れると、磁束は、コア２２１中を循環する。

そして、図２に示したようなリアクトル電流ＩＬの傾きの極性が変化することに伴い、ギャップ２２３〜２２６に発生する磁気吸引力の方向が周期的に逆転すること、あるいは、磁気吸引力の大きさが周期的に変動することによって、磁性体コア２２１には振動が発生する。

この結果、電力変換装置の通電使用に伴う振動の発生等によって、ギャップ２２３〜２２６における固着層（接着剤）が破壊される経年劣化が発生してギャップ長が変動すると、これによりリアクトルＬ１のインダクタンスが大きく変動してしまう可能性がある。したがって、大電流に対応するためにギャップを有する構造のコアを用いたリアクトルでは、インダクタンスの変動を確実に故障検出することの必要性が高い。ただし、本発明はその原理上、コア構造を限定することなく、任意の構造のリアクトルの故障検出に適用できる点について確認的に記載する。

図４は、本発明の実施の形態による電力変換装置におけるリアクトルの故障検出方法を説明するフローチャートである。図４に示されたフローチャートによる一連の制御処理は、制御回路３０に予め記憶されたプログラムを所定周期で実行することにより実現される。

図４を参照して、制御回路３０は、ステップＳ１００により、電流センサ３５の出力よりリアクトル電流ＩＬを求める。さらに、制御回路３０は、ステップＳ１１０では、電圧センサからの出力によりリアクトル電圧ＶＬ（すなわちスイッチング電圧）を求める。

上述のように、ステップＳ１１０では、リアクトルＬ１の両端電圧差を測定可能に配置された電圧センサ３６による検出値、あるいは、電圧変換器３１〜３３の入出力電圧測定用に必然的に設けられる電圧センサ６，１２により測定された電圧ＶＢおよびＶＩＮＶおよびＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターンとに基づく推定値として、リアクトル電圧ＶＬを求めることができる。

さらに、制御回路３０は、ステップＳ１２０では、ステップＳ１１０で求めたリアクトル電圧ＶＬが前回のプログラム実行時と同一レベルであるかどうか、すなわち、前回のリアクトル電圧ＶＬとの差が所定以内であるかどうかを判定する。この判定は、前回のプログラム実行時との間で、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターンが同一であるかどうかによっても判定することができる。

そして、制御回路３０は、リアクトル電圧ＶＬが前回と同一レベルである場合（ステップＳ１２０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１３０により、リアクトル電流ＩＬの時間的変化量ｄＩＬ／ｄｔを求める。

ここで、ｄＩＬ／ｄｔは、図５に示すように横軸を時間、縦軸をリアクトル電流ＩＬとした際の、リアクトル電流ＩＬの傾きｋＩＬ１，ｋＩＬ２（以下、ｋＩＬと総称する）に相当する。すなわち、ステップＳ１３０では、前回のプログラム実行時におけるリアクトル電流ＩＬとステップＳ１００で求めたリアクトル電流ＩＬとの差分に基づき、リアクトル電流ＩＬの時間的変化の傾きｋＩＬを求めることができる。

再び図４を参照して、制御回路３０は、ステップＳ１４０により、ステップＳ１１０で求めたリアクトル電圧ＶＬとステップＳ１３０で求めた傾きｋＩＬとから、インダクタンスの算出値Ｌｃａｌを式（２）に従って求める。

Ｌｃａｌ＝ＶＬ／ｋＩＬ…（２）
さらに、制御回路３０は、ステップＳ１５０により、ステップＳ１４０で求めた算出インダクタンスＬｃａｌが所定領域（Ｌｍｉｎ〜Ｌｍａｘ）内であるかどうかを判定する。そして、制御回路３０は、算出インダクタンスＬｃａｌが所定領域内である場合（ステップＳ１５０のＹＥＳ判定時）には、リアクトルＬ１のインダクタンスは「正常」と判定する（ステップＳ１６０）。

一方、制御回路３０は、算出インダクタンスＬｃａｌが所定領域外である場合（ステップＳ１５０のＮＯ判定時）には、インダクタンスが変動しているとしてリアクトルＬ１の故障を検出する（ステップＳ１７０）。検知されたリアクトル故障は、電圧変換装置の点検等を促す報知（ダイアグモニタ等）を車両の運転者に対して発生させる。特に、異常診断により検出された異常内容を特定するための情報であるダイアグコードのうちの１つを、「インダクタンス変動大のリアクトル故障が発生した」ことを示すように規定しておくことにより、ステップＳ１７０の処理時に、このダイアグコードを併せて記憶させることができる。これにより、点検時に適切なメンテナンスを行なうことが容易となる。

ここで、ステップＳ１５０での判定において、算出インダクタンスＬｃａｌの正常範囲を規定する下限値Ｌｍｉｎおよび上限値Ｌｍａｘは、図６に示すように設定される。

図６を参照して、算出インダクタンスＬｃａｌの下限値Ｌｍｉｎは、リアクトル電流ＩＬ＜Ｉ０の領域ではＬｍｉｎ＝Ｌ１に設定され、ＩＬ≧Ｉ０の領域ではＬｍｉｎ＝Ｌ０（Ｌ０＜Ｌ１）に設定される。一方、上限値Ｌｍａｘは、全電流範囲でＬ２に設定される。

ここで、インダクタンスＬ１，Ｌ２は、ギャップを含めたコア構造が設計通りに維持されており、電圧変換器３１〜３３が設計どおりの所望動作を実行するのに必要とされるインダクタンス範囲に合わせて設定される。

また、電流Ｉ０は、コア２２１に磁気飽和が発生する電流に合せて設定される。これにより、コア構造等に異常が発生していなくても、リアクトル電流ＩＬが大きい領域では磁気飽和の発生によりインダクタンス値Ｌが一時的に低下する現象を反映するものである。上記のように、インダクタンスの管理範囲の下限値Ｌｍｉｎを設定することにより、コア構造等に異常が発生しておらず、大電流通過による磁気飽和によって一時的にインダクタンス値が低下している場合に、リアクトル素子の故障を誤って検出することを防止できる。なお、下限値Ｌｍｉｎについては、図５に例示したように電流Ｉ０を境にＬ１からＬ０まで一度に変化させるのではなく、リアクトル電流ＩＬの増大に伴って徐々に低下させるように設定してもよい。

再び図４を参照して、制御回路３０は、リアクトル電圧ＶＬのレベルが前回のプログラム実行時と変わっている場合（ステップＳ１２０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１８０により、次回のプログラム実行時にリアクトル電流の時間的変化量を求めるために、今回検知したリアクトル電流ＩＬを保存する。しかしながら、ステップＳ１３０〜Ｓ１７０のようなインダクタンス算出および故障検出は実行されない。

なお、インダクタンスの算出は、図５に示すように、図４に示したフローチャートによるプログラムの実行毎、すなわちリアクトル電流ＩＬの測定ごとに実行することも可能であるが、図７に示すような手法によって求めることも可能である。

図７を参照して、ステップＳ１２０により、リアクトル電圧ＶＬが同一レベル内である（あるいは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングパターンが同一）と判定される期間内において、複数回（３回以上）リアクトル電流ＩＬを測定し、それら複数回の測定間でのリアクトル電流の平均的な時間的変化（平均的な傾きｋＩＬ♯）を、最小二乗法等によって求めることが可能である。このような構成とすれば、瞬間的なリアクトル電流の変動に起因したリアクトル故障の誤検出を防止することができる。

以上説明したように、本実施の形態による電力変換装置によれば、作動時のリアクトル電流およびリアクトル電圧に基づき逐次オンラインでリアクトルのインダクタンスを算出することによって、リアクトルのインダクタンスが所定の設計領域から外れて変動した故障を正確かつ速やかに検出することができる。

（変形例の説明）
本発明は、リアクトルを含む回路構成の電力変換装置であれば、図１に例示した電圧変換器３１〜３３以外に対しても適用可能である。たとえば、図８に示すように、低圧系回路および高圧回路系の間に接続されて、直流電圧変換を行なう電圧変換装置に対しても、本発明を適用することができる。

図８を参照して、低電圧で作動する低圧系回路３００は、低圧の正側母線３０１および負側母線３０２の間に接続された図示しないバッテリ（二次電池）等の蓄電装置を含む。この蓄電装置は、直流電圧を正側母線３０１および負側母線３０２の間に出力するとともに、正側母線３０１および負側母線３０２の間に発生された充電電圧により充電可能に構成されている。

正側母線３０１および負側母線３０２の間には平滑用コンデンサ３０５が接続される。また、正側母線３０１および負側母線３０２の間の電圧ＶＢは、電圧センサ３７♯により検出される。

電圧変換装置１０♯は、低圧系回路３００および高圧回路系３１０の間に接続される電圧変換器１３０と、電圧変換器１３０を制御するための制御回路３０♯とを含む。

電圧変換装置１０♯は、高圧の正側母線３０３および負側母線３０２の間に直列に接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５およびＱ６と、リアクトルＬ２とを含む。ＩＧＢＴ素子Ｑ５およびＱ６には、逆並列ダイオードＤ５およびＤ６がそれぞれ接続されている。

リアクトルＬ２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ５およびＱ６の接続ノードと、正側母線３０１との間に接続される。リアクトルＬ２を通過する電流（リアクトル電流）を検出するための電流センサ３５♯がさらに設けられる。また、リアクトル故障検出のために、図１で説明した電圧センサ３６と同様に、リアクトルＬ２の印加電圧を検出する電圧センサ３６♯を設けてもよい。

正側母線３０３および負側母線３０２の間には平滑用コンデンサ３１５が接続される。また、正側母線３０３および負側母線３０２の間の電圧ＶＩＮＶは、電圧センサ３８♯により検出される。

高圧系回路３１０は、正側母線３０３および負側母線３０２の間の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ（図示せず）と、このインバータによって供給される交流電圧により駆動制御されるモータジェネレータ（図示せず）とを含むように構成される。図８に示した構成は、たとえばハイブリッド車両の駆動系に用いられる。

低圧系の電源（バッテリ等の蓄電装置）により、高圧系回路（モータジェネレータ）を駆動する場合には、電圧変換器１３０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ６がオンされてＩＧＢＴ素子Ｑ５がオフされる期間と、ＩＧＢＴ素子Ｑ６がオフされてＩＧＢＴ素子Ｑ５がオンされる期間とを交互に設けることにより、低圧系回路３００からの出力電圧を昇圧して高圧系回路３１０へ供給する昇圧チョッパとして動作する。

一方、高圧系回路３１０は、低圧系回路３００中の蓄電装置の充電電力を発生する発電要素を有するように構成される。たとえば、モータジェネレータ（図示せず）が回生制動時に発電動作を行なうことにより、この発電電力（交流）をインバータ（図示せず）により交流電圧に変換して、正側母線３０３および負側母線３０２の間に直流電圧（高圧）が出力される。

この際には、電圧変換器１３０は、高圧系回路３１０が発生した直流電圧を降圧して、充電電圧として低圧系回路３００へ供給するように動作する。すなわち、電圧変換器１３０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ６をオフ状態に維持した上で、ＩＧＢＴ素子Ｑ５を周期的にオン・オフさせることにより、降圧チョッパとして動作する。

制御回路３０♯は、代表的には電子制御ユニット（ＥＣＵ）で構成され、電圧センサ３７♯，３８♯により検出された電圧ＶＢ，ＶＩＮＶに基づき、所望の電圧変換動作が行なわれるように、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６のオンオフを制御するスイッチング制御信号ＳＷ５，ＳＷ６を生成して、電圧変換器３５へ送出する。制御回路３０♯へは、各センサの出力が与えられる。

電圧変換器１３０においても、リアクトルＬ２には、電圧変換器３１〜３３中のリアクトルＬ２と同様に、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６のオン・オフに伴いスイッチングされた電圧が印加される。したがって、リアクトルＬ２に生じるリアクトル電流ＩＬも、図５とほぼ同様の時間的変化を示す。

したがって、電圧変換器１３０についても、制御回路３０♯により、電圧センサ３６♯，３７♯，３８♯のうちの少なくとも１つの出力に基づき求められたリアクトル電圧ＶＬならびに、電流センサ３５♯の出力に基づき求められたリアクトル電流ＩＬを用いて、図４に示したのと同様のフローチャートに従うプログラムの実行によって、リアクトルＬ２に対して本実施の形態によるリアクトル故障の検出を行なうことができる。

ここで本実施の形態と本発明の構成との対応関係を説明すると、電圧変換器３１〜３３（１３０）は、本発明での「電圧変換器」に対応し、電流センサ３５（３５♯）は本発明での「電流検出器」に対応し、電圧センサ６，１２（３７♯，３８♯）または電圧センサ３６（３６♯）は、本発明での「電圧検出器」に対応する。また、制御回路３０（３０♯）は、本発明での「制御回路」に対応する。

なお、本実施の形態では電力変換装置を車両に搭載した構成例について説明したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。すなわち、適用される機器やシステム等の種類を問わず、また、リアクトルを含んだ構成であれば、電力変換装置の構成を特に限定することなく本発明の適用が可能である点について確認的に記載する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態による電力変換装置が搭載された車両の構成を説明する回路図である。 各電圧変換器中のリアクトルの電圧および電流波形を示す波形図である。 図１に示したリアクトルの構成例を示す斜視図である。 本発明の実施の形態による電力変換装置におけるリアクトルの故障検出方法を説明するフローチャートである。 リアクトル電流の時間的変化を求める第１の手法を示す概念図である。 リアクトル故障判定に用いるインダクタンスの上限値および下限値の設定を説明する概念図である。 リアクトル電流の時間的変化を求める第２の手法を示す概念図である。 本発明の実施の形態の変形例による電力変換装置の構成を示す回路図である。

符号の説明

２ バッテリ、６，１２，３６ 電圧センサ、８，１４ 平滑用コンデンサ、１０，１０♯ 電力変換装置、１６ ダイオード、１８ 燃料電池、２０ インバータ、２２ モータ、３０，３０♯ 制御回路、３１〜３３ 電圧変換器（コンバータ回路）、３５，３５♯ 電流センサ、３６♯〜３８♯ 電圧センサ、１００ 車両、１３０ 電圧変換器（双方向昇降圧チョッパ）、２２１ 磁性体コア、２２２ コイル、２２３〜２２６ ギャップ、３００ 低圧系回路、３０１ 正側母線（低圧）、３０２ 負側母線、３０３ 正側母線（高圧）、３０５，３１５ 平滑用コンデンサ、３１０ 高圧系回路、２２１０，２２１２ 直線部、２２１１，２２１３ 湾曲部、Ａ１，Ａ２ アーム、Ｄ１〜Ｄ６ 逆並列ダイオード、ＩＬ リアクトル電流、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル（故障検出対象）、Ｌｃａｌ 算出インダクタンス、Ｌｍａｘ 上限値、Ｌｍｉｎ 下限値、Ｑ１〜Ｑ６ ＩＧＢＴ（電力用半導体スイッチング素子）、ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチング制御信号、ＶＢ，ＶＩＮＶ 電圧、ＶＬ リアクトル電圧。

Claims (5)

1. 電力用半導体スイッチング素子と該電力用半導体スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が印加されるリアクトルとを含んで構成された電圧変換器、
   前記リアクトルに印加された電圧を検出するための電圧検出器、
   前記リアクトルを通過するリアクトル電流を検出するための電流検出器、および
   前記電圧検出器および前記電流検出器の出力に基づき、前記リアクトルに印加された電圧と前記リアクトル電流の時間的変化とから前記リアクトルのインダクタンスを算出するとともに、算出したインダクタンスが予め定められた所定領域外であるときに前記リアクトルの故障を検知するように構成された制御回路を備える、電力変換装置。
2. 前記制御回路は、前記リアクトルに印加された電圧が同一レベル範囲内である期間内に複数回サンプリングした前記電流検出器の出力より求めた前記リアクトル電流の時間的変化の傾きに基づき、前記リアクトル素子のインダクタンスを算出する、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記所定領域の下限値は、前記リアクトル電流が所定以上の領域では、前記リアクトル電流が所定未満の領域と比較して、低いインダクタンスに設定される、請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記リアクトルは、磁路上の空隙部を有するように構成された磁性体コアと、前記磁性体コアに巻回されたコイルとを有するように構成される、請求項１記載の電力変換装置。
5. 電力用半導体スイッチング素子と該電力用半導体スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が印加されるリアクトルとを含んで構成された電圧変換器を備える電力変換装置の故障検出方法であって、
   電圧検出器の出力に基づき前記リアクトルに印加された電圧を検出するステップと、
   電流検出器の出力に基づき前記リアクトル素子を通過するリアクトル電流を検出するステップと、
   検出された電圧と前記リアクトル電流の時間的変化とから前記リアクトルのインダクタンスを算出するステップと、
   算出したインダクタンスが予め定められた所定領域外であるときに前記リアクトルの故障を検知するステップとを備える、電力変換装置の故障検出方法。

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